搭配電感拓撲，利用小訊號MOSFET降低電源轉換功耗

現(xiàn)代的電子裝置設計須提供多個不同的直流(DC)電壓，導致內部電路須透過升壓與降壓方式轉換電壓，為裝置中負責不同功能單元供電;其中，在高效率DC-DC電源轉換設計方面，以電感為基礎的轉換拓撲，以及應用于各種開關的金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)已變得相當重要。

電感拓撲改善DC-DC轉換效率

以新一代小訊號MOSFET為例，具有低汲極(Drain)/源極(Source)導通電阻(RDSon)和良好的開關性能，并采用小型扁平封裝，開啟中功率開關模式DC-DC轉換的應用新領域。管高效率電源亦可采用整合型方案，但系統(tǒng)廠考量設計靈活性和成本，仍廣泛使用外部功率開關。

由于電荷幫浦等應用常受到低電流的限制，對高輸出功率和高效率電壓轉換器而言，最佳解決方案是采用電感拓撲，只須稍加改動便可實現(xiàn)升壓、降壓或升降壓轉換器。圖1是一個簡單的DC-DC降壓轉換器電路圖，相較于線性穩(wěn)壓器，該電路在理想元件應用中具有100%的轉換效能;不過，導通電阻不等于0歐姆(Ω)，且電晶體開關將產生損耗與花費時間，電感因具有來自繞組導線的歐姆電阻，其磁芯也會增加損耗。

圖1 DC-DC降壓轉換器架構圖

磁芯損耗S來自磁場變化引起小磁域運動而造成的，核心材料的遲滯愈厲害，損耗相對提高;另渦流也會導致電感磁芯損耗，因磁場變化將形成電流環(huán)路，使鐵磁性材料變熱。對高頻開關來說，線路上的電流不再占據(jù)整個線路截面，反而偏向于貼近線路表面，這就是著名的集膚效應(Skin Effect)，將增大電阻損耗。

此外，輸出電容具有剩余電阻，也會導致電能損耗和溫度上升，因二極體(Diode)最終會產生正向電壓損耗和反向電流損耗。在現(xiàn)實條件下，這些機制與實際情況會使DC-DC轉換器效率降至75?98%之間。

模擬與實作高效率DC-DC降壓設計

以圖1的DC-DC降壓設計為例，Q1為P通道MOSFET，做為高端開關用途，當MOSFET開啟時，L1電感上的電流線性增大：ΔIL=(ton/L1)×(VIN×VOUT)。假設VOUTa定，開關打開時，電流持續(xù)流經二極體D1，當正向電壓VF對地時，D1陰極為負，電流以線性方式下降，C2緩n輸出電壓值愈大，漣波愈小。

圖2則表示SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)模擬，高端開關整合P通道MOSFET，電源V1對其供電，電感值則選定為68μH，輸出電壓采用10μF電容進行濾波;蕭特基二極體(Schottky Diode)D1做為續(xù)流二極體。此外，N通道驅動器MOSFET Q2則透過3.3伏特(V)高位(V2)方波發(fā)生器，從而實現(xiàn)開關動作。本例中，開關頻率為100kHz，并在輸出端連接一個10歐姆的負載電阻。

圖2 DC-DC降壓轉換器SPICE模擬圖

圖3S模擬結果，當Q1開啟時，流經電感的電流IL1表現(xiàn)出線性增大，開關節(jié)點電壓VSW幾乎等于輸入電壓;當Q1關閉時，流經電感的電流下降，開關號轉為300毫伏特負電壓，即蕭特基二極體的正向電壓，輸出電流為叁角波形的平均值，約為330毫安培(mA)，輸出電壓VOUT在大約3.25伏特處保持穩(wěn)定。

圖3 DC-DC降壓轉換器電流、開關節(jié)點及輸出電壓模擬數(shù)據(jù)

該例中，電流在整個開關L期內流經電感，這種模式稱為DC-DC轉換器的持續(xù)模式，輸出電壓計算公式如公式1、2;電感電壓計算方法如公式3：

VL=L×(dIL/dt)。。。。。。(1)

VL=L×(ΔIL/Δt)。。。。。。(2)

ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。(3)

電感儲存的電量則以公式4表示：

E=L/2×I2.。。。。。(4)

對于開關關閉時的靜態(tài)模式而言，電感增加的電量須等于開關打開時損耗的電量，忽略開關和二極體正向電壓的RDSon損耗，即可得出計算ΔIL的公式5：

ΔIL=VIN–VOUT)×ton=VOUT×toff

VOUT/VIN=ton/(ton+toff)= ton/T.。。。。。(5)

其中，T為L期時間，工作L期為D=ton/T、VOUT=VIN×D;本例中，VOUT= 4.5V×(7.2/10)=3.24V。極端情況下，若工作L期為1，則開關始終關閉且輸出電壓等于輸入電壓;工作L期小于1，則輸出電壓的下降多少取決于工作L期S數(shù)D。

此時，電流漣波如公式6所示：

ΔIL=(VIN–VOUT)/L×ton.。。。。。(6)

本例的數(shù)值為ΔIL=(4.5V–3.24V)/ 68μH×7.2μs=133mA。

電感拓撲可輕易變換升/降壓設計

事實上，以電感為基礎的DC-DC降壓轉換器，只須稍為更改拓撲結構，降壓轉換器亦可成為升壓轉換器。如圖4為一個簡單的DC-DC升壓轉換器拓撲，若低端MOSFET Q1關閉，則電感上的電流會增大，可由公式7計算：

圖4 DC-DC升壓轉換器架構圖

ΔIL=VIN×ton.。。。。。(7)

由于陽極接地且陰極連接至C2的正電壓VOUT，二極體D1以反相模式驅動，若開關關閉，則電流IL繼續(xù)流經D1至輸出;若轉換器在靜態(tài)模式下工作，則可根據(jù)公式8、9、10計算：

ΔIL=VIN/L×ton=(VOUT–VIN)/L×toff.。。(8)

VIN×ton=(VOUT–VIN)×toff 。。。。。(9)

VOUT=VIN×(ton/toff+1)。。。。。。(10)

工作L期為D=ton/T;T=ton+toff。

等式的極端情況表示當D=0，即電晶體從未開啟時，輸出電壓等于輸入電壓。這時須考慮無損耗元件，意味著二極體無正向電壓，且電感無繞組歐姆電阻和先前討論的額外損耗機制。若D接近1，則輸出電壓將快速上升，這對于安全運行將有重大影響，因為高工作L期會造成MOSFET汲極電壓偏高。

圖5表示SPICE模擬，低端開關整合采用SOT23封裝的N通道MOSFET及蕭特基二極體，轉換器開關采用100kHz控制訊號，工作L期為0.5。至于圖6表示模擬結果，其中的曲線2代表輸出電壓，對理想元件而言，由于工作L期為0.5，輸出電壓將等于輸入的兩倍。

圖5 DC-DC升壓轉換器SPICE模擬圖

圖6 DC-DC升壓轉換器電流、電壓模擬數(shù)據(jù)

實際上，二極體的正向電壓會降低輸出電壓，曲線1表示N通道MOSFET的汲極電壓VD，其在接地電壓和VD(最大值)之間切換，可由公式11表示：

VD(max)=VIN×1/(1–D)+VF 。。。(11)

在本模擬案例中，工作L期D=0.5，VD(max)=2×VIN+VF。

小訊號MOSFET提高電路轉換效率

類似DC-DC降壓轉換器的設計，若將蕭特基二極體替換為MOSFET，同樣可提高升壓轉換器的效能，在開關L期的電流相位中開啟。圖7表示同步DC-DC升壓轉換器的拓撲，其應用印刷電路板(PCB)架構中，采用整合恩智浦(NXP)小訊號MOSFET的DC-DC降壓轉換器，因該MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6(SOT1220)等小型表面組裝元件(SMD)技術封裝，將可提供極低的導通電阻及良好開關性能。

圖7 同步DC-DC降壓轉換器架構圖

該印刷電路板拓撲亦采用凌力爾特(Linear Technology)的控制器，以兩個N通道MOSFET構成開關層級，為讓高端開關能通過電感連接節(jié)點，直達輸入電源，必須進一步使用高于輸入電壓本身的控制電壓。

此一額外的電壓用于上級MOSFET的閘極控制，通過電荷幫浦產生，電容C25連接至開關節(jié)點、開關后的輸出，并通過蕭特基二極體連接穩(wěn)定電壓INTVCC(接腳12);INTVCC由內部5伏特低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)提供。

當?shù)投碎_關打開時，電容通過二極體充電，本例中，C25的一端接地，若Q2關閉、Q1打開，則充電后的電容連接至VIN，在接腳BOOST(接腳14)處，可測量電壓VIN+INTVCC–VF(二極體的正向電壓)。管此一升壓設計可正確驅動高端開關，但對于電荷幫浦而言，使用低電流蕭特基二極體便已足夠。