搭配電感拓撲，利用小訊號MOSFET降低電源轉換功耗

該設計采用的控制器還整合0.8伏特精密基實繆乖矗用于輸出電壓調節(jié)。降壓轉換器的輸出返回至FB接腳。由R41+ R39和R38組成的電阻分壓器調節(jié)輸出電壓，可由公式12計算：

VOUT=0.8V×(1+(R41+R39)/R38)。。。(12)

假設控制器以a定頻率工作，在高電流情況下可輕控制DC-DC降壓轉換器的輸出電壓，但于低電流情況下對控制要求則升高，須大幅調整工作L期，或將控制器轉換為另一種控制模式，如高負載模式。該控制器有強制連續(xù)、高負載和脈n跳躍叁種工作模式;其中，高負載模式具有高效率優(yōu)點，但漣波更大且電磁干擾(EMI)嚴重，最合適的模式須取決于終端應用的規(guī)格和需求。

可編程設計的開關頻率范圍為250k? 750kHz，頻率由電阻R30決定，控制器也可將內部振U器與外部時源同步(MODE/PLLIN，接腳1)。該模式下，RC網(wǎng)路須與接腳2(FREQ)相連，做為鎖相路(PLL)濾波器。

掌握電壓/電流漣波設計　中功率DC-DC轉換效率增

DC-DC轉換器有多種應用，具備外部MOSFET級的降壓轉換器控制器拓撲常用于運算和消費性電子產品中。新一代系統(tǒng)單晶片(SoC)解決方案須用到許多獨立的電源電壓，以提供主機板、筆記型電腦、平板裝置、電視或機上盒(STB)等裝置優(yōu)異的電源管理方案。

由于電源圍最高可達數(shù)百瓦，最低僅數(shù)瓦，在桌上型電腦中，DC-DC轉換器須提供高達100安培的電流和130瓦功率，開關級MOSFET裼夢匏鴟庾(LFPAK)或QFN 5×6封裝的趨勢也逐漸盛行，一般筆電和小筆電的功率需求相對較小，功耗圍為18~55瓦。開關MOSFET主要裼SO-8和QFN 3×3封裝。電視、機上盒或平板電腦等消費性電子的應用，功耗要求為7~15瓦。

對于中等功率圍而言，目前可用QFN 3×3、QFN 2×2或SOT457等具有更小封裝的小訊號MOSFET來替代SO-8。為達到所需的電流漣波，須仔細選擇用于降壓轉換器的電感值。電流漣波更大，則輸出電壓漣波也更大;漣波增加，則電感更小、輸入電壓更高，若開關頻率降低，則將進一步增大。

ΔIL可由下列公式13算出：

ΔIL=VIN/L×ton=VOUT/L×toff.。。(13)

其中，T=ton+toff=1/f

得到公式14：

ΔIL=(VOUT/L)×(1–VOUT/VIN)×1/f.。。(14)

此時表示L=(VOUT/ΔIL)×(1–VOUT/VIN)×1/f。在極端情況下，電路會以連續(xù)模式的極限運行，電流在再次增大之前會完全降為零，可得出公式15： ΔIL=2×I(均值)。。。。。。(15)

代換ΔIL后，L=VOUT×(1–VOUT/VIN)/2×I(均值)×f

實際上，漣波電流ΔIL一般約為最大電流的30%，輸出電壓的漣波不僅取決于電感和ΔIL，還與輸出電容的電容值有關，電容愈大，漣波愈小。圖8為流入電容的電流波形圖，無損耗電容的計算方式如公式16：

圖8 電容電流與時間的關S示意圖

。。。。。。(16)

對于t0至t1，IC=ΔIL/ton×t;對于t1至t2，IC=ΔIL/toff×t。

電容漣波電壓如公式17所示：

。。。。。。(17)

當T=ton+toff=1/f時，可進一步得出公式18：

VC_ripple=ΔIL/(C×8×f)。。。。。。(18)

此外，實際電容須考慮等效串聯(lián)電阻(ESR)，因此可得出公式19：

VC_ripple=ΔIL×(ESR+1(8×F×Cout))?(19)

做為開關的MOSFET則須考慮兩個損耗過程，一個是歐姆損耗，由剩余導通電阻RDSon造成;第二個損耗產生于開關瞬變。由于MOSFET并非理想的電源開關，從關閉到開啟狀態(tài)(或開啟到關閉)仍存有短暫的導通時間。

RDSon損耗也稱I2R損耗，可通過公式20計算(lout表示RMS值)：

。。。。。。(20)

其工作L期為D=ton/T，項數(shù)1+δ包含與MOSFET的RDSon有關的溫度。δ典型值為δ=(0.005/℃)×(Tj–25℃)

低端開關則與其相似，由于當高端開關關閉時，同步MOSFET接通，因此I2R損耗可由公式21計算：

。。。。。。(21)

汲極電流/電壓影響MOSFET開關性能

至于轉變損耗，僅高端開關受此機制影響，塬因在于所裼玫男流二極體(圖8中的D1)已接通，它將同步MOSFET上的電壓降至較小的正向電壓VF，若電路不含續(xù)流二極體，則情形有所不同。MOSFET的RDSon損耗須計入本體二極體的損耗，若不使用續(xù)流蕭特基二極體，則效率通常受較高的VF和本體二極體反向恢褪奔淶撓跋臁

圖9表示MOSFET開關性能的測試電路，包含閘極至源極CGS、汲極至閘極CDG的寄生電容。電流源IG為控制閘極，在源極另一個電流源與一個續(xù)流二極體并聯(lián)，隨后連接VSS，只要MOSFET為關閉狀態(tài)，電流便流經該二極體。導通過程中，若電流源IG打開，CGS的電壓線性上升，直至達到閘極-源極閾值電壓VGS(th)。此時開始有汲極電流通過，表示MOSFET在t0階段依然處于關閉狀態(tài)。

圖9 MOSFET開關性能測試塬理圖

汲極電流在t1階段上升。同時閘極電壓上升，直至達到VGS(pl)。VGS(pl)通常稱為MOSFET的_階電壓。它在資料手冊中一般不會明確提及，但可由塬理圖中的閘極電荷與閘極-源極電壓衍生出來，在詳細資料手冊中可找到。t0和t1階段過后，電荷為Q0=Vpl×(CGS+CDS)。

在下一個t2階段，汲極電壓下降，閘極-源極電壓VGS保持a定，為VGS(pl)。電荷Q1以相反方向對CDS充電，Q1=VSS ×CDS。CDS有別于雙極電晶體，它與米勒電容類似，且對MOSFET的開關性能有巨大影響。在t3階段閘極電壓再次增大，直到達到所需的最大閘極電壓，此時電流源被截流。FET的RDSon進一步降低。閘極驅動器提供額外的電荷Q2如公式22所示：

Q2=(VGS(t4)–VGS(pl))×(CGS+CDS)。。。(22)

總電荷則為QG=Q0+Q1+Q2，對功率MOSFET而言，該電荷可輕易超過100nC，計算方式如公式23：

IG=QG/ts.。。。。。(23)

由此可見，閘極電流可經計算達到開關時間ts，若須較短的轉換時間，就要使用強大的驅動器控制MOSFET，以保持較低的開關損耗。在t1階段，MOSFET具有完全的輸入電壓，此時汲極電流增加;在下一個t2階段，ID定而汲極-源極電壓VDS下降，主要開關損耗均產生于這兩個開關階段;而t3階段損耗極小，可忽略，RDSon下降到最小值，此時達到最終VGS電壓。

開啟時的開關損耗發(fā)生于t1和t2階段，最主要損耗發(fā)生在t2，此時MOSFET的閘極電壓保持在臺階電壓V(pl)。損耗可由公式24計算：

PSW(on)=VIN×I/2×(t3+t1)×1/T?(24)

轉換器的開關頻率為fSW=1/T，MOSFET的關斷特性與開啟時類似?？傞_關損耗可由公式25計算：

PSW=VIN×1/T×(Imin/2×ton+Imax/ 2×toff)。。。。。。(25)

開關時間將取決于驅動器的電流驅動能力和MOSFET的閘極電阻，假設開啟和關斷時的驅動電流相等，則開關時間為tSW=QG/Idrive

LTC3851 tSW可由公式26估算：

tSW=QG×Rdrive/(Vdrive–VGS(th))。。。(26)

控制器的Rdrive約為2歐姆，與其有關的電壓是驅動器電壓INTVCC–V(th)。

小訊號MOSFET轉換/散熱效率俱優(yōu)

顯而易見，小訊號MOSFET適合中等功率DC-DC轉換，若閘極-源極電壓為4.5伏特，可提供15毫歐姆的RDSon，對SOT457元件而言，這是非常小的電阻，可提供更優(yōu)異的電源轉換效率，再加上裼猛片引線框架，讓封裝尺寸縮小，亦可具有良好散熱性能。

圖10是一張熱成像照片，說明此一參考設計的DC-DC轉換器PCB的輸出電流為6安培，并將電壓從10伏特降為1.5伏特，由于工作L期低至0.15，低端開關比高端開關散發(fā)更大的熱量;而該元件的溫度約為80℃，可推斷結點溫度Tj通常比封裝表面高5?10℃，故本測試中，Tj低于90℃。

圖10 內建DC-DC轉換器的PCB熱成像照片

高效率中等功率DC-DC轉換器可裼瞇⊙逗MOSFET設計，P通道MOSFET作為高端開關，與蕭特基二極體共同組成簡單轉換器，其中，蕭特基二極體須具低正向電壓，裼媒舸招捅餛焦β史庾埃若還須進一步提升效率，則要改褳步DC-DC轉換器。