諧振串聯(lián)型開(kāi)關(guān)電容DC／DC變換器

摘要：根據(jù)向串聯(lián)電容逐個(gè)充電能升壓的原理，提出一種串聯(lián)諧振型開(kāi)關(guān)電容直流變換器，以諧振充電、恒流放電工作方式，降低了浪峰電流和變換損耗。根據(jù)RLC電路響應(yīng)規(guī)律，采用近似值方法，解出了輸出電壓、變換效率和充電平均電流的數(shù)學(xué)表達(dá)式，可知這種諧振型變換器在一定范圍內(nèi)可通過(guò)調(diào)頻方式調(diào)壓，是一種體積小、效率高的直流變換器，并用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了電路及其分析的正確性。
關(guān)鍵詞：變換器；開(kāi)關(guān)電容；諧振；調(diào)頻調(diào)壓

1 引言
開(kāi)關(guān)電容直流變換器是以電容為儲(chǔ)能元件的功率變換器，其體積小、重量輕、效率高且易于集成。但硬開(kāi)關(guān)控制方式的開(kāi)關(guān)電容變換器存在開(kāi)關(guān)電流大、EMI問(wèn)題嚴(yán)重等缺點(diǎn)。諧振型開(kāi)關(guān)電容直流變換器對(duì)于開(kāi)關(guān)損耗、EMI和電流應(yīng)力等性能有所改善，但同時(shí)存在一個(gè)問(wèn)題：對(duì)于升壓式電路，電容充電時(shí)，該電容不能同時(shí)向負(fù)載放電，只能由輸出電容向負(fù)載供電，變換器輸出電流占空比就會(huì)較小，勢(shì)必導(dǎo)致工作電流峰值變大，使阻性損耗變大。采用雙相的電路結(jié)構(gòu)可使電流占空比增大一倍，但功率器件數(shù)量也相應(yīng)增加一倍。
根據(jù)向串聯(lián)電容逐個(gè)充電能升壓的原理，參考文獻(xiàn)，在此提出一種諧振串聯(lián)型開(kāi)關(guān)電容DC／DC變換器，電路在對(duì)諧振電容充電的同時(shí)，能以恒流方式向負(fù)載放電，可增大工作電流占空比，從而減小諧振峰值電流，降低阻性損耗，提高變換效率。

2 主電路
圖1示出諧振型2倍壓主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，Cs，L1為低壓端EMI濾波元件，C3，L3為高壓端EMI濾波元件。諧振電容C1，C2與C3間用L3相連。

電路工作波形如圖2所示，工作分4個(gè)模態(tài)：
模態(tài)I VT1，VD1導(dǎo)通，VT2，VD2關(guān)斷，電源電流通過(guò)L1，L2，VT1，VD1向C1諧振充電，同時(shí)電源和C2串聯(lián)向負(fù)載供電，即圖2波形T2時(shí)段；
模態(tài)II VT1仍然導(dǎo)通，VT2，VD2繼續(xù)關(guān)斷，由于VD1的反向阻斷，VT1無(wú)電流，電路為C1，C2串聯(lián)向負(fù)載放電，即圖2波形t3～t4時(shí)段；
模態(tài)III VT1，VD1關(guān)斷，VT2，VD2導(dǎo)通，電源向C2充電，同時(shí)與C1串聯(lián)向負(fù)載供電，類同模態(tài)I；
模態(tài)IV 類同模態(tài)II。
模態(tài)II至模態(tài)IV，歷經(jīng)總時(shí)間為T(mén)3。
簡(jiǎn)言之，電源輪流向電容充電，電容串聯(lián)升壓輸出。若T2=T3，則模態(tài)II和IV時(shí)間為零，則輸入充電電流時(shí)間占空比為100％。

由于諧振型電路工作要基于電路的參數(shù)，當(dāng)電路LC諧振參數(shù)確定后，T2通常不能改變。則調(diào)壓方式只能是改變模態(tài)II和IV的時(shí)間，也即調(diào)頻方式。當(dāng)T2=T3時(shí)，為開(kāi)關(guān)頻率上限fh=1／(2T2)，調(diào)節(jié)輸出電壓時(shí)，只能在fh上限頻率處向下調(diào)節(jié)。