諧振串聯(lián)型開(kāi)關(guān)電容DC／DC變換器

由圖2和圖4可知，在ωT1≈π／8時(shí)，模態(tài)II和IV的時(shí)間約為零，則T2≈T3，f≈0．8f0，也說(shuō)明工作頻率上限fh=0．8f0。
一個(gè)T內(nèi)，輸出消耗電量為ILT，電源輸入電流兩次，每次充電電源消耗電量為圖2中Q1的面積，有：Q1=Q2+Q3-2Q4，Q3=Q5+2Q4，ILT=Q2+ Q5。電路變換效率η=UoILT／(2QiUi)×100％=Uo／(2Ii)×100％；充電時(shí)段L2平均電流iL2=Q1／T2=(T／T2)(Uo／RL)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
實(shí)驗(yàn)采用圖1主電路，VD1，VD2采用1N5821型肖特基二極管，其UVD≈0．4 V(2．5 A時(shí))，功率MOSFET管采用IRF3205，其Ron=8mΩ，Ui=12 V，C=4．4 μF，Cs=C3=470 μF，L1=0．6 mH，L3=0．9 mH，rL3=8 mΩ，RL=6．8 Ω，為降低RC1和rs，C1，C2和Cs不能采用普通鋁電解電容，原因是其等效內(nèi)阻太大，應(yīng)采用低阻電容。諧振電感采用6匝粗銅漆包線線圈，實(shí)驗(yàn)時(shí)調(diào)節(jié)電感長(zhǎng)度，使f0≈67 kHz，f≈54 kHz，則L≈1μH。
在RL=6．8 Ω時(shí)，實(shí)驗(yàn)測(cè)得輸出電壓和效率與頻率的關(guān)系分別如圖5a，b所示。可見(jiàn)，約在fh／4～fh的范圍內(nèi)實(shí)驗(yàn)值與理論分析符合得很好，但在fh／4以下時(shí)，由于電路發(fā)生了潛電路效應(yīng)，實(shí)驗(yàn)與理論相關(guān)逐漸增大。約在fh／2～fh的范圍，可使變換效率基本上超過(guò)90％。

當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為45 kHz時(shí)，測(cè)得波形如圖6所示。可見(jiàn)，輸入電流頻率是2倍開(kāi)關(guān)頻率，基本能實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，iC3的負(fù)值即為IL3成分，接近直線，說(shuō)明IL3基本為恒流；uA波形上升階段為諧振充電，接近正弦諧振波形，由于iL2由充電電流iC1和IL3組成，則充電開(kāi)始和結(jié)束波形只能分別接近于谷點(diǎn)和峰點(diǎn)，波形下降階段基本為直線，說(shuō)明電容為恒流IL3放電；uB為疊加波形。

5 結(jié)論
通過(guò)理論研究分析和實(shí)驗(yàn)表明，這種諧振串聯(lián)型開(kāi)關(guān)電容DC／DC變換器，在一定調(diào)頻控制范圍內(nèi)，能達(dá)到較高的效率。對(duì)于2倍壓電路，升壓時(shí)電源充電電流頻率是開(kāi)關(guān)頻率的2倍，向負(fù)載放電電流是連續(xù)的，降低了充放電的峰值電流，降低了阻性損耗，提高了變換效率。