用于3kVA電源的AC/DC變換器
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
(6)
其中Uin(pk)min為最小輸入電壓的峰值，這里是233V，D為在輸入電壓最低時出現(xiàn)的最大占空比，為0.417。fs為開關(guān)頻率,取50kHz。ΔIl為紋波電流峰峰值，取最大電感電流峰峰值的20%，經(jīng)計算取L為0.36mH。PFC電感匝間寄生電容會引起開關(guān)管開通時的漏極電流振蕩，因此應(yīng)盡量減小其匝間寄生電容，為此在電感的繞制中最好使用單層繞組而盡量避免使用雙層繞組。
4.2 輸出電容
直流側(cè)輸出電容具有兩個功能：1、濾除因器件高頻開關(guān)動作造成的直流電壓紋波;2、當(dāng)負載發(fā)生變化時，在整流器的慣性環(huán)節(jié)延遲時間內(nèi)。將直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。當(dāng)開關(guān)動作造成的紋波頻率比較高時，只需要較小的電容就能滿足第一項要求。第二項要求與負載的大小，輸出紋波電壓和保持時間 等因數(shù)有關(guān)。一般取 =15~50ms。電容的容值由下式?jīng)Q定
(7)
這里Uomin為輸出電壓最小值，一般取300V。計算得電容為3300μF，采用4個耐壓值為500V，容值為820μF的鋁電解電容并聯(lián)。
此外，功率管采用IXFK80N50P，耐壓500V，最大正向通態(tài)電流80A。續(xù)流二極管選用RURG7560快恢復(fù)二極管，耐壓600V，正向額定電流75A，反向恢復(fù)時間70ns。選擇快恢復(fù)二極管以減小反向恢復(fù)所引起的傳導(dǎo)和輻射干擾，同時可以降低損耗。如果在續(xù)流二極管上并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)也能取得較好的效果。
IR公司采用如圖2所示的單周期控制技術(shù)推出了專用于AC/DC功率因數(shù)校正電路的IR1150系列產(chǎn)品，其單周期控制電路的核心集成在IR1150內(nèi)部，變換器基于IR1150，其典型的工作原理圖如圖3所示，相對于傳統(tǒng)的平均電流模式PFC電路，該電路結(jié)構(gòu)簡單， 所需外部元器件數(shù)量少。如在1kVA服務(wù)器開關(guān)電源中，可節(jié)省40%的電阻電容,節(jié)省50%的PFC控制器電路板面積。在功率密度問題上更為突出的小功率應(yīng)用中，如大功率筆記本和液晶電視適配器，若采用CCM模式IR1150控制器，則可以降低峰值電流。因而單周期控制Boost PFC適合于開關(guān)直流電源前級。
圖3 基于IR1150的Boost PFC 電路圖
5 實驗結(jié)果及分析
由圖3所給出的單周期控制Boost PFC實驗電路按上述參數(shù)進行實驗，用TDS420示波器可拍得如圖4所示的實驗波形。圖4(a)是輸入電壓有效值為200V的MOSFET漏源電壓與驅(qū)動電壓波形圖，其中通道1探頭有20倍的衰減，因而每格電壓幅值是圖中所示每格電壓數(shù)的20倍。圖4(b)、(c)、(d)為Boost PFC變換器輸入電壓與電流波形圖，由圖可以看出，輸入電流Iin波形近似為正弦波，但由于電網(wǎng)電壓波形在峰值時仍存在一定程度的畸變，以致電流波形在峰值時也存在一定的畸變。另外當(dāng)電壓過零時，電流也存在一定的過零畸變。其中圖4(b)為輸入電壓為165V時，輸出功率為2701.8VA時的輸入電壓與電流波形。圖4(c)為輸入電壓為220V時，輸出功率為2983.0VA時的輸入電壓與電流波形。圖4(d)為輸入電壓為255V時，輸出功率為2979.2VA時的輸入電壓與電流波形。表1給出了一組輸入電壓為200V的實驗數(shù)據(jù)。在整個實驗中變換器的輸出電壓始終穩(wěn)定在380V，可見單周期控制對輸入電壓擾動和負載的變化能很快的實現(xiàn)控制目標(biāo)。
(a) MOSFET漏源電壓(400V/格)與驅(qū)動電壓(10V/格)波形圖 (b) 輸入電壓(200V/格)與電流(50A/格)波形圖
(c) 輸入電壓(200V/格)與電流(20A/格)波形圖 (d) 輸入電壓(200V/格)與電流(20A/格)波形圖
圖4 輸入電壓與電流波形
表1 輸入電壓200V時實驗數(shù)據(jù)
輸入電壓(V) | 輸入電流(A) | 輸入功率(W) | 功率因數(shù) | 輸出電壓(V) | 輸出電流(A) | 輸出功率(W) |
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