反激電源以及變壓器設計解析

　　所以根據(jù)這個我們從波形圖中可以看到，當MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說過，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩(wěn)態(tài)后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。

　　在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅動占空比要降低一點。其他參數(shù)保持不變。

　　同樣，設定瞬態(tài)掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：

　　t0時刻，MOS開通，初級電流線性上升。

　　t1時刻，MOS關斷，初級感應電動勢耦合到次級向輸出電容轉移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關系反射到初級。這些和CCM模式時是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時刻結束。

　　t2時刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

　　t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。

　　t3時刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。

　　從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：

　　1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

　　2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

　　3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。

　　所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

　　另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

　　例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

　　這種工作方式就是叫做CRM方式?？梢杂米冾l帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561MC34262等。

　　還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多。

　　t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

　　t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。

　　t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。

　　在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態(tài)，所以沒有反向恢復的問題。 但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

　　需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

　　Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

　　只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。

　　你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點相減出來的。

　　看波形圖也要配合這原理圖來看的。

　　當MOS開通的時候，二極管D1承受著反壓，是一個負的電壓。MOS關斷的時候，二極管導通，正向壓降很低二極管的反向恢復，和其工作時PN結的載流子的運動有關系。DCM時，因為二極管已經(jīng)沒有電流流過了，內部載流子已經(jīng)完成了復合過程。所以不存在反向回復問題。會有一點點反向電流，不過那是結電容造成的。

　　在CCM和DCM模式有個過渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

　　我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來設計。

　　2、那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢?請看下面的圖：

　　這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結構。這個電路和上面的電路是完全等效的。

　　接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：

　　為什么變壓器要接在這個地方?因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯(lián)關系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：

　　這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現(xiàn)輸入與輸出的隔離，同時也實現(xiàn)了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調節(jié)電壓。

　　由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當MOS關斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。