通用型IGBT變頻電源的研制過(guò)程

1 　引　言

目前,一些設(shè)備仍沿用傳統(tǒng)的400Hz 變頻機(jī)組供電,具有笨重、效率低、噪聲大,動(dòng)態(tài)品質(zhì)差、輸出波形差等缺點(diǎn)。用靜止變頻電源取代它是發(fā)展的必然趨勢(shì)。早期的晶閘管靜止變頻電源雖然克服了變頻機(jī)組的許多缺點(diǎn),但晶閘管的關(guān)斷依賴(lài)負(fù)載或附加的關(guān)斷電路,控制復(fù)雜,動(dòng)態(tài)性能不理想,在技術(shù)性能上很難有新的突破。本文提出的變頻電源,從根本上克服了上述弊端,是一種性能優(yōu)良的靜止變頻電源。

2 　主電路和系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)

2. 1 　變頻電源的主電路結(jié)構(gòu)

主電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。J S 為軟啟動(dòng)控制,避免上電時(shí)浪涌電流對(duì)整流模塊的沖擊。

采用工業(yè)上比較流行的SPWM 控制策略。由于載波頻率的高頻化,SPWM 脈沖波的第一組諧波中心向高頻端遷移,距基波頻率甚遠(yuǎn),如
圖2 所示。這就使得輸出濾波網(wǎng)絡(luò)得以小型輕量化,動(dòng)態(tài)品質(zhì)也得以改善。

輸出濾波網(wǎng)絡(luò)采用常K型兩元件低通濾波器[5 ] 。濾波元件L 、C 的參數(shù)按下式選取:

L = R/ (πf c) (1)

C = 1/ (πf c R) (2)

式中　f c ———通帶的高截止頻率
　　　R ———濾波器的特性阻抗

2. 2 　系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)

系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)如圖3 所示。電流環(huán)作為輸出電壓控制環(huán)的輔助環(huán),能成功地限制逆變器的輸出電流,以防止逆變器過(guò)載,提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖中　Uge ———電壓給定
　　　Upc ———偏磁校正
　　　Igd ———電流給定
　　　Uxl ———限流給定

3 　擎住效應(yīng)及防護(hù)技術(shù)[1 ,2 ]

3. 1 　擎住效應(yīng)

IGBT 由四層PNPN 組成,內(nèi)部形成一個(gè)寄生晶閘管,有可能由于再生作用而發(fā)生擎住。IGBT的擎住效應(yīng)有兩種模型:穩(wěn)定導(dǎo)通時(shí)的靜
態(tài)擎住及關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的動(dòng)態(tài)擎住。

3. 2 　靜態(tài)擎住效應(yīng)

IGBT的等效電路如圖4a 所示。α1 、α2 分別是VT1 和VT2 的電流放大系數(shù)且為電壓電流的函數(shù)。如果α1 增大,通過(guò)P 基區(qū)的空穴電流Ih 也增大,當(dāng)Up = Ih Rp > 0. 7V 時(shí),NPN 管開(kāi)通,VT1 、VT2 發(fā)生正反饋。已知當(dāng)α1 + α2 = 1時(shí),IGBT被擎住,柵極失去控制作用。IGBT 將發(fā)生破壞性損壞。

3. 3 　動(dòng)態(tài)擎住效應(yīng)

考慮結(jié)電容的等效電路如圖4b 所示, IGBT在關(guān)斷時(shí)J2 結(jié)因反偏幾乎承受著全部高壓。結(jié)電容Cj2影響最大,僅考慮Cj2的影響。重加
d v/ d t 使Cj2產(chǎn)生位移電流iDis :
iDis∝d v/ d t (3)

此時(shí)應(yīng)為動(dòng)態(tài)α,若不考慮α隨電壓的變化,僅考慮電流對(duì)其影響,則動(dòng)態(tài)αs 定義為:

由上式可看出,擎住發(fā)生時(shí)αs1 + αs2 = 1。此時(shí)與靜態(tài)的α1 、α2 無(wú)關(guān)。管電流隨iDis位移電流迅猛增加,關(guān)斷時(shí)重加d v/ d t 最為有害。