10kW全橋移相ZVSPWM整流模塊的設(shè)計(jì)
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
掃碼關(guān)注
獲取最新最全汽車電子
技術(shù)方案與實(shí)用技巧
2 控制電路設(shè)計(jì)
控制電路采用了專用移相控制器件UC3879，原理框圖如圖2所示。
圖2 控制電路框圖
圖2中ISET為電流限流設(shè)定值，VSET為電壓設(shè)定值，分別由微處理器產(chǎn)生；IO為輸出電流值，VFB為輸出電壓反饋值；SHT為故障關(guān)機(jī)信號(hào)，IPR為原邊電流采樣值。
UC3879采用電流型PWM控制方式，把變壓器原邊電流引入到芯片內(nèi)部，提高了模塊的瞬態(tài)響應(yīng)速度。UC3879輸出的OA，OB，OC，OD4路信號(hào)再通過(guò)TLP250光耦組成了驅(qū)動(dòng)電路，分別驅(qū)動(dòng)S1～S4 4組開關(guān)管。OA/OB，OC/OD相位互補(bǔ)，OA(OB)分別超前OC(OD)一定的移相角。
由于本全橋移相開關(guān)管采用IGBT，電流關(guān)斷時(shí)存在拖尾現(xiàn)象，開關(guān)管兩端并聯(lián)的電容比較大，導(dǎo)致空載損耗比較大。因此，在設(shè)計(jì)中采用了模塊輕載時(shí)降低開關(guān)頻率的方法，即在輸出電流0.5A時(shí)，使開關(guān)頻率適當(dāng)降低；而當(dāng)輸出電流>0.5A時(shí)，使模塊開關(guān)頻率恢復(fù)正常值。降頻的實(shí)際電路如圖3所示，IO′為輸出電流值，IREF為設(shè)置的電流閾值。當(dāng)輸出電流超過(guò)設(shè)置的電流閾值時(shí)，Q1導(dǎo)通，UC3879的振蕩電阻變?yōu)镽28和R17(R17見(jiàn)圖2)并聯(lián)；而當(dāng)輸出電流小于設(shè)置的電流閾值時(shí)，Q1關(guān)斷，UC3879的振蕩電阻為R17。
圖3 降頻控制電路
實(shí)測(cè)樣機(jī)在交流輸入440V時(shí)，不降頻的情況下，空載損耗有220W左右，而采用降頻控制技術(shù)后，空載損耗只有130W左右。
3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
按照上述設(shè)計(jì)思想制作了2臺(tái)試驗(yàn)樣機(jī)，表1為其中一臺(tái)實(shí)測(cè)的效率數(shù)據(jù)。
表1 實(shí)測(cè)效率
| 負(fù)載電流/A | 效率/％ |
|---|---|
| 10 | 92.6 |
| 13 | 94.2 |
| 26 | 94.15 |
| 30 | 93.90 |
| 35 | 93.41 |
輸入電壓380V，輸出電壓240V。
圖4為2A負(fù)載時(shí)超前管S1的驅(qū)動(dòng)波形（CH1）和漏源極波形(CH2)；
圖5為2A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動(dòng)波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖5可以看出滯后管還沒(méi)有實(shí)現(xiàn)ZVS；
圖6為15A負(fù)載時(shí)滯后管S2的驅(qū)動(dòng)波形（CH2）和漏源極波形(CH1),從圖6可以看到滯后管已實(shí)現(xiàn)ZVS；
圖7為35A負(fù)載時(shí)變壓器的原邊波形(20A/div)。
圖4 2A負(fù)載時(shí)S1驅(qū)動(dòng)波形與漏源極波形
評(píng)論