隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較

開關(guān)頻率的兩倍，滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：Lfw=(13)

圖7三種整流拓?fù)湔鞴軐?dǎo)通損耗的比較

③倍流整流拓?fù)潆m然獨(dú)立電感L1、L2上電壓

的頻率與開關(guān)頻率fs相等，但由前面分析可知，拓?fù)渲写嬖趦蓚€(gè)獨(dú)立電感電流的紋波互消作用，而且兩電感合成電流的頻率為開關(guān)頻率fs的兩倍，在D靠近0.5時(shí)，紋波互消作用非常顯著，因而可以大大減小所需濾波電感值。滿足規(guī)定紋波要求的電感量為：L1=L2=··(14)可見，在相同條件下為滿足相同的輸出電壓紋波要求，后兩種整流拓?fù)渌璧臑V波電感值比前者顯著減小，若半波整流輸出濾波電感為參照值L,則采用全波整流只需·L，采用倍流整流只需·L，從而減輕了輸出濾波電容器的紋波設(shè)計(jì)壓力，減小了電感尺寸。當(dāng)然這里給出的公式只能作為粗略的對(duì)比，并未考慮實(shí)際電容器的ESR和ESL的影響。

（2）變壓器

假定輸出濾波電感很大，可以忽略電感電流紋波，有iL=IO,iL1=iL2=IO/2。①半波整流拓?fù)湓赟R1導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO流過變壓器副邊繞組，在SR2導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，變壓器副邊繞組電流為零。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。②中心抽頭全波整流拓?fù)湓赟R1、SR2分別導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流IO分別流過變壓器副邊中心抽頭繞組中的一只繞組；在SR1、SR2一起導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流在兩只整流管上平分，中心抽頭的兩只繞組中，均流過一半的負(fù)載電流（IO/2）。變壓器副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·（兩個(gè)繞組均等于Isec）。③倍流整流拓?fù)湓赟R1、SR2分別導(dǎo)通的tON時(shí)段內(nèi)，一半的負(fù)載電流（假定IL1=IL2=IO/2）流過變壓器副邊繞組；在SR1、SR2一起導(dǎo)通的tOFF時(shí)段內(nèi)，負(fù)載電流通過兩個(gè)電感和兩個(gè)整流管形成放電回路，并不流過變壓器副邊繞組（變壓器繞組中只會(huì)流過很小的磁化電流，可忽略），也即在tOFF時(shí)段內(nèi)，可以認(rèn)為變壓器副邊繞組電流為零。副邊電流有效值近似為：ISEC=IO·。

圖8給出三種整流方式中變壓器副邊電流有效值（基準(zhǔn)值為IO）與D的對(duì)應(yīng)關(guān)系。可見，在D相等時(shí)，倍流整流與半波整流拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組Irms相當(dāng)。而這兩個(gè)拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組Irms與全波整流拓?fù)涓边匢rms的大小則與占空比D大小有關(guān)：當(dāng)D0.33時(shí)，前者比后者小；D>0.33時(shí)，前者比后者大。要注意的是中心抽頭全波整流副邊為兩只繞組，而其它兩種整流方式只有一只繞組。

特別需要指出的是，倍流整流拓?fù)溥@一電路形式特別適合于應(yīng)用磁集成技術(shù)[8]。一般可采用兩種集成思路：兩只電感集成在一只磁芯上，以及兩只電感和變壓器集成在一只磁芯上。在倍流整流拓?fù)渲?，雖然由電感電流交錯(cuò)合成后的電流紋波較小，但分別流過分立電感L1、L2上的電流紋波卻較大，因此在采用分立電感元件時(shí)，對(duì)應(yīng)每只電感的磁通脈動(dòng)量較大，引起較大的磁芯損耗，影響整機(jī)效率；把電感L1、L2集成在一只磁芯上（如EE或EI型），電感繞組分別繞制在兩只外腿上，對(duì)應(yīng)的磁通在中心柱上交疊，可以實(shí)現(xiàn)磁通脈動(dòng)量的互消作用，從而大大減小中心柱的磁芯損耗和磁芯體積。對(duì)應(yīng)的示意圖如圖9所示[9]。

更進(jìn)一步，可把三個(gè)分立磁性元件集成在一只磁芯上[10]，如圖10所示，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了磁芯和繞組的集成，從而大大減小了磁性元件所占的總體積，簡化了布局及封裝設(shè)計(jì)，與半波、全波整流相比，具有顯著的優(yōu)越性。

3.3大電流繞組連接點(diǎn)及布局設(shè)計(jì)

考慮到幾種整流電路應(yīng)用于大電流輸出場(chǎng)合，因此對(duì)大電流繞組數(shù)和繞組連接點(diǎn)數(shù)進(jìn)行了比較。

（1）半波整流拓?fù)溆?只大電流繞組，4個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)。

（2）全波整流拓?fù)溆?只大電流繞組，5個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)（假定中心抽頭結(jié)構(gòu)中，副邊兩只繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成）。

（3）倍流整流拓?fù)溆?只大電流繞組，6個(gè)大電流連接點(diǎn)；考慮兩電感和變壓器的集成后，只有2只大電流繞組，3個(gè)大電流繞組連接點(diǎn)?？梢?，應(yīng)用磁集成技術(shù)后的倍流整流拓?fù)渑c前兩個(gè)整流拓?fù)湎啾龋箅娏骼@組數(shù)、大電流繞組連接點(diǎn)數(shù)都較少，因此副邊的布局大大簡化，與布局相關(guān)的損耗也得以進(jìn)一步降低，使得整機(jī)封裝設(shè)計(jì)變得容易。

圖8三種整流拓?fù)渥儔浩鞲边吚@組電流有效值對(duì)照?qǐng)D

圖9兩電感集成

(a)兩電感磁芯集成示意（b）磁通脈動(dòng)互消作用示意

圖10三個(gè)分立磁性元件的集成

3.4同步整流管（低壓功率MOSFET）的驅(qū)動(dòng)方式及原邊拓?fù)涞目紤]

（1）同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式

同步整流管的驅(qū)動(dòng)方式一般可分為兩類：

——外加控制驅(qū)動(dòng)（ExternalControl）：通過附加的邏輯控制和驅(qū)動(dòng)電路，產(chǎn)生出隨主變壓器副邊電壓作相應(yīng)時(shí)序變化的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)同步整流管。這種驅(qū)動(dòng)方式的驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓幅值恒定，不隨副邊電壓幅值變化，驅(qū)動(dòng)波形好，但需要一套復(fù)雜的控制驅(qū)動(dòng)電路，增加了成本，也延長了研發(fā)時(shí)間。

——自驅(qū)動(dòng)同步整流(Self－drivenSynchronousRectification)：即從電路中的某一點(diǎn)，直接獲取電壓驅(qū)動(dòng)信號(hào)，驅(qū)動(dòng)同步整流管，比較常用的是從主變壓器的繞組上直接獲取驅(qū)動(dòng)電壓。這種驅(qū)動(dòng)方案簡單、經(jīng)濟(jì)、可靠，但驅(qū)動(dòng)波形質(zhì)量不如外加控制驅(qū)動(dòng)電路理想[11]。

①半波整流拓?fù)淙鐖D2所示連接，可以直接從變壓器副邊獲取電壓，驅(qū)動(dòng)SR工作，這在5V及3.3V等標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出的DC/DC變換器中，已經(jīng)得到廣泛的應(yīng)用。在輸出電壓更低時(shí)，可在主變壓器上加繞輔助繞組，獲得幅值足夠驅(qū)動(dòng)同步整流管的驅(qū)動(dòng)電壓。

②全波整流拓?fù)渑c倍流整流拓?fù)湟驗(yàn)橹髯儔浩鞲边呺妷捍嬖谳^長的為零時(shí)段（tOFF），如果采用直接從變壓器副邊獲取電壓的自驅(qū)動(dòng)SR方法，在這些tOFF時(shí)段，SR1、SR2均關(guān)斷，電感電流將流過SR1、SR2的體二極管，致使整流部分的功耗增大，失去采用同步整流管的優(yōu)勢(shì)。相關(guān)文獻(xiàn)[6]提出一種混合驅(qū)動(dòng)方式，采用對(duì)稱半橋倍流整流拓?fù)?，利用電路的寄生參?shù)，使得tOFF時(shí)段內(nèi)SR1、SR2都能導(dǎo)通，雖然不失為一種思路，但無法保證在所有的負(fù)載范圍內(nèi)，對(duì)應(yīng)tOFF時(shí)段SR1、SR2都能有效開通，而且SR1、SR2的正確開關(guān)工作受變壓器漏感的影響很大，而在變壓器制造中，很難保證漏感的一致性，因此實(shí)用價(jià)值并不明顯。對(duì)于這種副邊電壓存在較大tOFF時(shí)段的拓?fù)?，較多的采用外加控制驅(qū)動(dòng)，保證了開關(guān)時(shí)序的準(zhǔn)確性，從而確保了電路工作的可靠性及性能。

（2）原邊拓?fù)涞目紤]

①半波整流拓?fù)湓呁負(fù)漭^多的采用正激電路，因而選擇何種磁復(fù)位方法非常關(guān)鍵，它將決定主變壓器的工作方式[12]。區(qū)別于其它磁復(fù)位方法，采用圖11(a)所示的有源鉗位正激電路可使主變壓器雙向磁化，從而減小主變壓器的體積。