隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較
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②全波整流拓撲通常與圖11(b)、(c)、(d)對隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器中幾種副邊整流電路的比較備注：m：作為同步整流管使用的MOSFET并聯(lián)數(shù)目；Rds(on)：MOSFET導通電阻；
＊：根據(jù)不同的復(fù)位方法，有些拓撲可以工作在D>0.5，但一般折衷優(yōu)化考慮D0.5；
＊＊：假定所有的副邊繞組均為單匝，括號內(nèi)數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；
＊＊＊：假定全波整流拓撲中，兩個副邊繞組的中間連接在繞組內(nèi)部完成，括號內(nèi)的數(shù)為采用磁集成技術(shù)后的數(shù)量；
圖11幾種原邊拓撲
(a)有源鉗位（b)對稱半橋(c)推挽(d)全橋
＊＊＊＊：副邊應(yīng)用同步整流的半波整流方式可以與采用不同復(fù)位方法的正激拓撲結(jié)合使用，如RCD復(fù)位、諧振式復(fù)位等。
| 半波整流 | 中心抽頭全波整流 | 倍流整流 | 備注 | |
|---|---|---|---|---|
| 占空比D=ton/Ts | D0.5 | 0D1 | D0.5 | ＊ |
| 整流管數(shù)量 | 2m | 2m | 2m | m |
| 整流管總導通損耗 | m·IO2Rds(on) | m··IO2Rds(on) | m··IO2Rds(on) | Rds(on) |
| 磁性元件數(shù)量 | 2 | 2 | 1 | |
| 大電流繞組數(shù) | 2 | 3 | 3(2) | ＊＊ |
| 大電流繞組連接端數(shù)量 | 4 | 5 | 6(3) | ＊＊＊ |
| 所有磁性元件的總體積 | 大 | 中 | 小 | |
| 適用的驅(qū)動方式 | 自驅(qū)動方式 | 外部控制 | 外部控制 | |
| 適用的原邊拓撲 | 正激（有源鉗位） | 推挽、橋式 | 推挽、橋式 | ＊＊＊＊ |
應(yīng)的推挽、對稱半橋、全橋拓撲相結(jié)合，從而獲得正負對稱的副邊電壓。
③倍流整流拓撲文獻[13]給出正激拓撲與倍流整流拓撲結(jié)合使用的拓撲形式—正－反激電路，這種電路在原邊主管關(guān)斷，輔管處于通態(tài)時，變壓器作為能量源，磁化電流高達IO/2反映到原邊值（IO代表負載電流），增加了原邊開關(guān)的電流應(yīng)力和損耗，變壓器設(shè)計也相對復(fù)雜。基于以上考慮，本篇未對這一拓撲進行對比選擇。
在低壓/大電流輸出場合，推挽、對稱半橋、全橋這些對稱的原邊拓撲，比較適合與倍流整流拓撲結(jié)合使用。
在這三種拓撲中，同等條件下，全橋原邊功率管的電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力最低；半橋拓撲原邊功率管的電流應(yīng)力是全橋的兩倍，電壓應(yīng)力與全橋相等；推挽拓撲原邊功率管的電壓應(yīng)力是全橋的兩倍（推挽常因存在漏感問題，使得實際電壓應(yīng)力高于兩倍輸入電壓），電流應(yīng)力與全橋相等。所以可以推知：今后低壓/大電流輸出DC/DC變換器，對于12V和48V的推薦總線電壓，推挽拓撲更適合于12V總線輸入；而半橋更適合于48V總線輸入；全橋拓撲兼有功率管電流應(yīng)力低和電壓應(yīng)力低的優(yōu)點，但全橋拓撲器件數(shù)量相對較多，因而從器件數(shù)和整體的簡單性這一角度出發(fā)，全橋并非最好的選擇。但隨著高頻化的發(fā)展趨勢，為提高變換效率，必然要求實現(xiàn)原邊功率管的軟開關(guān)，而全橋移相PWMDC/DC變換器則很容易實現(xiàn)主管ZVS的要求，因此在高頻、低壓/大電流輸出DC/DC變換器中，全橋拓撲仍不失為較好的選擇。
以上對三種整流電路進行了詳細的比較，這里把相關(guān)內(nèi)容作一小結(jié)，如表1所列。
4結(jié)語
本文針對隔離式低壓/大電流輸出DC/DC變換器的應(yīng)用場合，對副邊半波整流、全波整流、倍流整流三種整流方式進行了詳盡的分析比較，指出各自的優(yōu)缺點和應(yīng)用指導，并得出結(jié)論：結(jié)合磁集成技術(shù)和同步整流技術(shù)的倍流整流拓撲，特別適用于隔離式低
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