功率因數校正標準優(yōu)化解決方案

　　對80 Plus的抱怨之一是它沒有針對極低負載水平規(guī)定效率目標。這似乎是一件不值得做的事，但當有大量計算機工作時(如服務器群)時就不是這么回事了，因為其中的許多計算機在某一特定時刻可能處于待機或睡眠模式。具有諷刺意味的是，處理器的節(jié)能模式與盡可能節(jié)省交流電源功率之間似乎是矛盾的。

　　更重要的也許是以下兩方面之間的沖突：一方面是像IEC61000-3-2那樣規(guī)定對諧波失真各個分量的要求，另一方面是像高級80 Plus標準那樣規(guī)定單個值，例如功率因數為0.9。

　　德州儀器(TI)的Isaac Cohen和Bing Lu在合著的白皮書“高功率因素和高效率：兩者可以兼得(High Power Factor and High Efficiency – You Can Have Both)”中提供了對這些問題的有趣分析。在這篇論文的開頭，作者就計算了IEC61000-3-2 D類規(guī)范規(guī)定的D類諧波水平所代表的功率因數。經過一些簡化后，功率因數表達式被精簡為：

　　由于0.726遠小于0.9，因此只滿足歐盟標準最低要求的電源將無法滿足能源之星要求。

　　更讓人感興趣的是，TI作者表示，根據功率因數的基本定義：負載從電壓或電流源吸收的平均功率(用瓦數表示)與出現在負載上的RMS電壓與負載中流動的RMS電流乘積之比，理論上可以設計出一種簡單的全波橋，并用方波驅動，通過“模擬具有大電感值的感應輸入濾波器”，這種橋可以滿足能源之星提出的0.9功率因數要求(詳情請參考上述白皮書)。但是，對方波的傅里葉分析表明，所有11次以上諧波都超過了IEC61000-3-2的限制。

　　最終，正如白皮書標題提示的那樣，問題變得很奇怪。“幸運的是，所有經常使用的有源PFC電路吸收的輸入電流波型都能輕松符合兩種標準。”作者指出。

　　與TI一樣，安森美半導體(ON Semiconductor)已經解決了協調問題。在一次主題為“探討外部電源(EPS)的能源之星要求(草案1版本2.0)”的在線交流中，安森美公司提示美國能源部，滿足IEC61000-3-3的外部電源在百分之百額定輸出功率下測量時一般都具有0.85或更高的功率因數。

　　“更明確地說，采用百分之百額定輸出功率和230V交流線路時，帶有源PFC前端的兩級外部電源可以實現超過0.9的功率因數。”那篇論文解釋道，“不過反過來卻不成立，也就是說，一個外部電源可能達到0.9的功率因數，但仍然可能達不到特定的奇次諧波電流，因而無法滿足IEC61000-3-2要求。”

　　與直接表述PFC要求而不是個別諧波有關的另一個問題與設計效率有關。單級PFC拓撲要滿足建議的230V交流線上的功率因數規(guī)范，安森美表示，必需做一定的電路修改，這將導致少量的效率損失，并增加一定的成本。

　　“對于單級外部電源來說功率因數通常超過0.8。建議的功率因數要求將取消單相拓撲，這是創(chuàng)建銘牌輸出功率低于150W的高效外部電源(如筆記本適配器)的最具成本效益的方式之一。”安森美公司表示。

　　請注意這里強調的是單級。它打開了TI和安森美提出的有趣設計問題的解決之門。為了理解這些問題，讓我們先看看實際的PFC設計方法。

　　實現單位功率因數的途徑

　　由于不連續(xù)的輸入濾波器充電電流會在開關模式電源中形成低功率因數，解決方法是增大整流器的導通角。解決方案包括無源和有源PFC以及無源或有源濾波。

　　無源PFC在電源輸入端有一個電感。無源PFC看起來很簡單，但不實用，究其原因包括必要的電感、傳導損耗以及與輸出濾波電容的可能的諧振。

　　如上所述，之所以出現交流輸入開關模式電源中的功率因數問題，是因為僅在部分交流電源電壓波形超過大容量存儲(濾波器)電容上的直流電壓時，才能從電力線吸取電流。這種非對稱電流汲取會在電力線上引入交流線路電壓諧波。

　　基本的 PFC概念(圖2)相當簡單?？刂齐娐烽_關MOSFET以便通過電感用填充間隙的方式汲取電流，否則間隙中就會出現諧波。

　　圖2：AC-DC電源中的PFC包括利用控制電路開關一個MOSFET，以便通過電感用填充間隙的方式汲取電流，否則間隙中將出現諧波。

　　PFC控制器可以設計為工作在多種模式：臨界導通模式(也稱為轉換模式)和連續(xù)導通模式(CCM)。區(qū)別在于MOSFET開關操作的速度，它決定了電感電流(和電感中的能量)是否接近零或保持較高水平。

　　術語“臨界”和“轉換”反映了每次電流接近0A，電感處于能量接近0點的事實。轉換模式工作可以實現0.9的功率因數。但是，轉換模式僅限于較低功率水平，一般在600W以下。由于只使用了相對很少的元件，因而非常經濟。這類應用包括照明整流器和LED照明以及消費電子。

　　CCM的電路拓撲類似臨界導通模式。但與較簡單模式不同，它的紋波電流具有低得多的峰峰幅度，并且不會到0A。電感中總是有電流流過，不會在每個脈沖寬度調制(PWM)周期釋放掉所有能量，因此是“連續(xù)的”。

　　在本例中，平均電流將產生更高質量的復合交流電流，因此有可能實現接近1的功率因數。這一點在較高功率電平時很重要，因為較大的電流會放大幅射和傳導的電磁干擾(EMI)水平，使臨界導通模式很難應付。