基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)

ADP1877具有脈沖跳躍模式，使能時(shí)，可以降低開(kāi)關(guān)速率，只向輸出端提供足以保持輸出電壓穩(wěn)定的能量，從而提高小負(fù)載時(shí)的效率，大大降低柵極電荷和開(kāi)關(guān)損耗。在同步反相SEPIC和同步降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中均可以使能此模式。圖4所示DC-DC轉(zhuǎn)換電路只需要雙通道ADP1877的一個(gè)通道，因此另一通道可以用于任一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

電感耦合和能量傳輸電容
圖4中，功率電感L1A和L1B顯示為彼此耦合。在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，耦合電感的目的是減少輸出電壓和電感電流的紋波，并且提高最大可能閉環(huán)帶寬，下一部分將對(duì)此加以說(shuō)明。

雖然這些電感互相耦合，但并不希望耦合太緊，以至于將一個(gè)繞組的大量能量通過(guò)鐵芯傳輸至另一個(gè)繞組。為了避免這一點(diǎn)，必須求得耦合電感的泄漏電感(LLKG)，并選擇適當(dāng)?shù)哪芰總鬏旊娙?CBLK2)，使得其復(fù)數(shù)阻抗的幅值為泄漏電感與單個(gè)繞組電阻(DCR)的復(fù)串聯(lián)阻抗的1/10，如方程式2、3、4所示。按照這一關(guān)系設(shè)計(jì)電路，可使耦合鐵芯所傳輸?shù)哪芰拷抵磷畹汀Ｐ孤╇姼锌梢愿鶕?jù)耦合電感數(shù)據(jù)手冊(cè)中提供的耦合系數(shù)計(jì)算。

(2)

(3)

(4)

匝數(shù)比最好為1:1，因?yàn)閷?duì)于給定水平的輸出電壓紋波，此時(shí)各繞組只需要分立電感所需電感的一半1?？梢允褂?:1以外的匝數(shù)比，但其結(jié)果將無(wú)法用本文中的方程式準(zhǔn)確描述。

小信號(hào)分析和環(huán)路補(bǔ)償
反相SEPIC轉(zhuǎn)換器的完整小信號(hào)分析超出了本文的范圍，不過(guò)，如果遵照下述原則，完整分析將更具學(xué)術(shù)意義。

首先必須計(jì)算諧振頻率(fRES)時(shí)的許多復(fù)數(shù)阻抗交互，以便求得目標(biāo)交越頻率的上限。當(dāng)電感解耦時(shí)，此頻率降低，導(dǎo)致最大可能閉環(huán)帶寬顯著降低。

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在此頻率時(shí)，可能有300°或更大的“高Q”相位遲滯。為了避免轉(zhuǎn)換器在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)相位裕量偏小的問(wèn)題，目標(biāo)交越頻率(fUNITY)應(yīng)為fRES的1/10。此諧振的阻尼主要取決于輸出負(fù)載電阻和耦合電感的直流電阻。在較小程度上，阻尼還取決于能量傳輸電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的導(dǎo)通電阻。因此，當(dāng)輸出負(fù)載電阻改變時(shí)，閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征在該頻率時(shí)發(fā)生明顯變化也不足為奇。

耦合系數(shù)通常不是一個(gè)能夠精確控制的參數(shù)，因此應(yīng)將目標(biāo)交越頻率設(shè)置為比f(wàn)RES低10倍的值（假設(shè)fRES小于開(kāi)關(guān)頻率fSW）。當(dāng)fUNITY設(shè)置適當(dāng)時(shí)，可以使用標(biāo)準(zhǔn)“II型”補(bǔ)償——兩個(gè)極點(diǎn)和一個(gè)零點(diǎn)。

(6)

圖6顯示同步反相SEPIC降壓/升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中ADP1877反饋環(huán)路的等效電路。上框包含功率級(jí)和電流環(huán)路，下框包含電壓反饋環(huán)路和補(bǔ)償電路。

圖6. 同步反相SEPIC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中ADP1877具有內(nèi)部電流檢測(cè)I環(huán)路的功率級(jí)和補(bǔ)償方案