WiFi收發(fā)器的電源和接地設計
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圖6. MAX2827參考設計板上PLL濾波器元件布置和接地示例
三：通過適當?shù)?a class="contentlabel" href="http://www.ex-cimer.com/news/listbylabel/label/電源">電源旁路和接地來抑制PLL雜散信號
滿足802.11a/b/g系統(tǒng)發(fā)送頻譜模板的要求是設計過程中的一個難點，必須對線性指標和功耗進行平衡，并留出一定裕量，確保在維持足夠的發(fā)射功率的前提下符合IEEE和FCC規(guī)范。IEEE 802.11g系統(tǒng)在天線端所要求的典型輸出功率為+15dBm，頻率偏差20MHz時為-28dBr。頻帶內相鄰信道的功率抑制比(ACPR)是器件線性特性的函數(shù)，這在一定前提下、對于特定的應用是正確的。在發(fā)送通道優(yōu)化ACPR特性的大量工作是憑借經驗對Tx IC和PA的偏置進行調節(jié)，并對PA的輸入級、輸出級和中間級的匹配網(wǎng)絡進行調諧實現(xiàn)的。然而，并非所有引發(fā)ACPR的問題都歸咎于器件的線性特性，一個很好的例證是：在經過一系列的調節(jié)、對功率放大器和PA驅動器(對ACPR起主要作用的兩個因素)進行優(yōu)化后，WLAN發(fā)送器的鄰道特性還是無法達到預期的指標。這時，需要注意來自發(fā)送器鎖相環(huán)本振(LO)的雜散信號同樣會使ACPR性能變差。LO的雜散信號會與被調制的基帶信號混頻，混頻后的成分將沿著預期的信號通道進行放大。這一混頻效應只有在PLL雜散成分高于一定門限時才會產生問題，低于一定門限時，ACPR將主要受PA非線性的制約。當Tx輸出功率和頻譜模板特性是“線性受限”時，我們需要對線性指標和輸出功率進行平衡；如果LO雜散特性成為制約ACPR性能的主要因素時，我們所面臨的將是“雜散受限”，需要在指定的POUT下將PA偏置在更高的工作點，減弱它對ACPR的影響,這將消耗更大的電流，限制設計的靈活性。
圖7. 802.11a/b/g頻譜模板和雜散造成的性能下降
上述討論提出了另外一個問題，即如何有效地將PLL雜散成分限制在一定的范圍內，使其不對發(fā)射頻譜產生影響。一旦發(fā)現(xiàn)了雜散成分，首先想到的方案就是將PLL環(huán)路濾波器的帶寬變窄，以便衰減雜散信號的幅度。這種方法在極少數(shù)的情況下是有效的，但它存在一些潛在問題。
圖8給出了一種假設情況，假設設計中采用了一個具有20MHz相對頻率的N分頻合成器，如果環(huán)路濾波器是二階的，截止頻率為200kHz，滾降速率通常為40dB/十倍頻程，在20MHz頻點可以獲得80dB的衰減。如果參考雜散成分為-40dBc (假設可以導致有害的調制分量的電平), 產生雜散的機制可能超出環(huán)路濾波器的作用范圍(如果它是在濾波器之前產生的，其幅度可能非常大)。壓縮環(huán)路濾波器的帶寬將不會改善雜散特性，反而提高了PLL鎖相時間，對系統(tǒng)產生明顯的負面影響。
圖8. 簡化的PLL濾波器漸近線，相應的轉角頻率和雜散位置
經驗證明，抑制PLL雜散的有效途徑是合理的接地、電源布局和去耦技術，本文討論的布線原則是減小PLL雜散分量的良好設計開端?？紤]到電荷泵中存在較大的電流變化，采用星形拓撲非常必要。如果沒有足夠的隔離，電流脈沖產生的噪聲會耦合到VCO電源，對VCO頻率進行調制，通常稱為“VCO牽引”。通過電源線間的物理間隔和每個VCC引腳的去耦電容、合理放置接地過孔、引入一個串聯(lián)的鐵氧體元件(作為最后一個手段)等措施可以提高隔離度。上述措施并不需要全部用在每個設計中，適當采用每種方式都會有效降低雜散幅度。
圖9提供了一個由于不合理的VCO電源去耦方案所產生的結果，電源紋波表明正是電荷泵的開關效應導致電源線上的強干擾。值得慶幸的是，這種強干擾可以通過增加旁路電容得到有效抑制。圖10顯示的是在電路改變后，在同一點的測量結果。
圖9. 不合理的VCC_VCO退耦測試結果
圖10. 在VCO電源端增加旁路電容后減小了噪聲。
另外，如果電源布線不合理，例如VCO的電源引線恰好位于電荷泵電源的下面，可以在VCO電源上觀察到同樣的噪聲，所產生的雜散信號足以影響到ACPR特性，即使加強去耦，測試結果也不會得到改善。這種情況下，需要考察一下PCB布線，重新布置VCO的電源引線，將有效改善雜散特性，達到規(guī)范所要求的指標。
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