一種新型的零電壓開(kāi)關(guān)雙向DC-DC變換電源

此階段電流電壓波形如圖4所示。等效電路如圖5所示。對(duì)電路的分析可按以下幾個(gè)階段進(jìn)行，其中電流iLk的波形非常重要，它等于變壓器右側(cè)的電流iT2。

圖4　能量從低壓向高壓流動(dòng)時(shí)變壓器右側(cè)電壓、電流波形

圖5　能量從低壓向高壓傳送過(guò)程中各階段等效電路

階段1：t1～t2。M1，M2，S3導(dǎo)通，由于S1內(nèi)部二極管DS1和S3的導(dǎo)通，使變壓器右側(cè)c，d兩點(diǎn)短路，變壓器右側(cè)和iLk相關(guān)的等效電路如圖5a所示。電流iLk值如式(1)所示，電感Lk儲(chǔ)能，儲(chǔ)能時(shí)間可通過(guò)S3導(dǎo)通的時(shí)間進(jìn)行控制。

式中：UT2為變壓器右側(cè)電壓幅值。

階段2：t2～t3。在t2時(shí)刻S3關(guān)斷，經(jīng)短暫的延時(shí)后，對(duì)S4加觸發(fā)脈沖，但S4并不立即導(dǎo)通。此時(shí)電感電流iLk經(jīng)S1，S4內(nèi)部二極管對(duì)電容C2進(jìn)行充電，電流表達(dá)式如式(2)所示，等效電路如圖5b所示。

式中：U2為高壓側(cè)的直流輸出電壓值。

值得注意的是，階段1和階段2構(gòu)成了一個(gè)電壓提升工作方式，改變S3門(mén)極脈沖的占空比，可調(diào)節(jié)變壓器右側(cè)，即高壓側(cè)的輸出電壓，根據(jù)電壓提升電路的特性UT2和U2之間有式(3)所示的關(guān)系。

式中：D為占空比，即S3在M1，M4導(dǎo)通階段所占的比例；ton=t2-t1；T為iLk的半周期。

階段3：t3～t4。在t3點(diǎn)M1，M4關(guān)斷，此時(shí)iLk迅速回落，iLk的變化如式(4)所示，式(4)中Td為死區(qū)時(shí)間，等效電路如圖5c所示。

階段4：t4～t5。在t5點(diǎn)M2，M3，S4導(dǎo)通，此時(shí)反向重復(fù)階段1的過(guò)程。

高壓向低壓側(cè)傳送能量的過(guò)程當(dāng)能量從高壓向低壓方向傳送時(shí)，要求S1～S4處于逆變狀態(tài)，M1～M4處于提升狀態(tài)，對(duì)開(kāi)關(guān)器件的門(mén)控信號(hào)作和上述相同的設(shè)定，要求對(duì)開(kāi)關(guān)器件的門(mén)極加如圖6所示的控制信號(hào)。流過(guò)變壓器的電流波形和變壓器兩端的電壓波形和圖4波形的形狀基本相同。

圖6　能量從高壓向低壓流動(dòng)時(shí)的門(mén)極控制脈沖

零電壓開(kāi)關(guān)分析

為實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)器件的軟切換，減小開(kāi)關(guān)過(guò)程中的電壓和電流值，盡量使開(kāi)關(guān)切換在接近零電壓時(shí)進(jìn)行，因此在逆變器開(kāi)關(guān)換流時(shí)，設(shè)置了死區(qū)Td。在圖2所示電路中，當(dāng)能量從低壓向高壓傳送時(shí)，在M1從導(dǎo)通向截止換流，M2由截止向?qū)〒Q流時(shí)，中間設(shè)置死區(qū)Td，如圖7所示?？紤]到電容Cs1=Cs2，因此，換流期間可以認(rèn)為UCM1+UCM2=UCM3+UCM4維持不變，等于U1。由于M1關(guān)斷，CM1充電，電壓UCM1從0開(kāi)始上升，而UCM2放電，電壓從U1下降，升、降值相同，維持和不變。因此，CM1的充電電流為iT1/2，CM1充電到電壓U1時(shí)，CM2放電到0V。如果繼續(xù)對(duì)CM1充電，CM2將被反向充電，DM2會(huì)導(dǎo)通。此時(shí)為M2的零電壓開(kāi)通提供了條件。對(duì)CM1的充電是在iT1的作用下進(jìn)行的，根據(jù)電容充電過(guò)程中電流、電壓和時(shí)間之間的關(guān)系可得