36V/30A鎳氫電池充電電源的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)

摘要：主電路采用全橋變換拓?fù)湫问?，控制電路以UC3825集成控制芯片為核心設(shè)計(jì)了36V/30A鎳氫電池充電電源。為滿足充電特性的要求，設(shè)計(jì)了恒壓限流電路及PI調(diào)節(jié)電路，從而提高了電源的穩(wěn)態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。設(shè)計(jì)的過流、過壓保護(hù)電路，有效地提高了電源的可靠性。

關(guān)鍵詞：PI調(diào)節(jié)；恒壓限流；過流過壓保護(hù)；斜波補(bǔ)償

引言

高頻開關(guān)電源由于具有更高的效率、更小的體積和重量以及更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，而被廣泛地應(yīng)用在各種領(lǐng)域。鎳氫電池是性能優(yōu)異的綠色環(huán)保產(chǎn)品，是電池發(fā)展的新潮流，需求前景十分看好。本文介紹的充電電源就是針對(duì)一種機(jī)器人使用的大容量鎳氫電池設(shè)計(jì)的，具體要求如下：

輸入電壓 AC 220（110％）V，50Hz（45～60Hz）；

輸出電壓 DC 36V；

輸出電流 30A；

最大輸出功率 1080W；

效率 >85％；

負(fù)載調(diào)整率 0.5％。

為滿足設(shè)計(jì)要求，功率管選用MOSFET，基于峰值電流控制模式，設(shè)計(jì)了36V/30A全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)鎳氫電池充電電源。

1 主電路和驅(qū)動(dòng)電路

主電路設(shè)計(jì)中，首先要確定主電路的拓?fù)湫问?。因?yàn)槿珮蚪Y(jié)構(gòu)功率管電壓應(yīng)力較小，因此采取該拓?fù)湫问?。此外，為防止合閘時(shí)電流沖擊，設(shè)計(jì)了合閘電流限制電路。為使功率管可靠地工作，驅(qū)動(dòng)電路必須有良好的驅(qū)動(dòng)能力。

1.1 主電路拓?fù)?/P>

主電路如圖1所示，功率開關(guān)管S1～S4組成逆變橋，S1、S4和S2、S3由驅(qū)動(dòng)電路以PWM方式控制而交替通斷,將直流輸入電壓VDC變換成高頻方波交流電壓。變壓器副邊電壓經(jīng)全橋整流、Lf及Cf濾波后，輸出穩(wěn)定的直流電壓。

由于S1、S4和S2、S3的導(dǎo)通時(shí)間不可能完全一致，因此變壓器會(huì)出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，致使鐵心飽和，破壞了電路的正常工作，甚至引發(fā)故障。為此在高頻變壓器一次側(cè)串入隔直電容C，以防止偏磁現(xiàn)象的發(fā)生。C值由式（1）決定。

式中：Lf輸出濾波電感；

n是變壓器原副邊匝數(shù)比；

fs是功率管的開關(guān)頻率。

當(dāng)一組功率管（例如S1和S4）導(dǎo)通時(shí),截止功率管（S2和S3）上施加的電壓為輸入電壓VDC。為減小功率管上的電壓應(yīng)力，改善開關(guān)管的工作環(huán)境，在每個(gè)開關(guān)管上并聯(lián)了RC關(guān)斷緩沖電路，限制了開關(guān)管的電壓上升率dv/dt，改變了其關(guān)斷時(shí)的開關(guān)軌跡，確保了功率管在其反偏安全工作區(qū)運(yùn)行。功率管的關(guān)斷損耗大部分轉(zhuǎn)移到緩沖電路中，改善了其工作環(huán)境。緩沖電路R及C參數(shù)的選擇，應(yīng)保證在功率管開通過程中，C放電完畢，一般取RC=（1/3～1/5）ton（ton為功率管的開通時(shí)間）。

1.2 合閘電流限制電路

合閘沖擊電流限制電路，采用限流電阻與SCR并聯(lián)電路。合閘時(shí)，輸入電壓經(jīng)過限流電阻向?yàn)V波電容充電。當(dāng)電容電壓到達(dá)一定值時(shí)，逆變電路開始工作。在高頻變壓器上附加繞組輸出電壓經(jīng)整流后，輸出控制信號(hào)，觸發(fā)SCR的導(dǎo)通，限流電阻被短接。此種限流電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，并且即時(shí)響應(yīng)，沒有延時(shí)。限流電阻值太小，合閘時(shí)電流過大，電阻消耗功率很大；限流電阻值太大，充電緩慢。一般情況下，限流電阻的阻值應(yīng)能保證合閘電流為電路穩(wěn)定工作電流的8～10倍。

1.3 驅(qū)動(dòng)電路

驅(qū)動(dòng)電路采用變壓器耦合的驅(qū)動(dòng)方式，變壓器副邊接成互補(bǔ)推挽功率放大電路，增大了驅(qū)動(dòng)能力。因?yàn)樵谌珮螂娐方Y(jié)構(gòu)中，對(duì)管的驅(qū)動(dòng)脈沖應(yīng)該相同，所以變壓器采用單路輸入雙路輸出形式，如圖2所示。

在圖2中，電阻R1與R2組成了箝位網(wǎng)絡(luò)，保證了輸出脈沖的電平，R3用來抑制寄生振蕩。與其它驅(qū)動(dòng)電路形式相比，該驅(qū)動(dòng)電路不需要過多的輔助電源，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)。

2 控制電路

控制電路主要包括恒壓限流電路和保護(hù)電路。為解決峰值電流控制模式自身存在的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了斜波補(bǔ)償電路，合理設(shè)計(jì)斜波補(bǔ)償電路的參數(shù)，也有助于抑制偏磁現(xiàn)象。

2.1 恒壓限流電路

電路如圖3所示，A1和A2是兩個(gè)運(yùn)算放大器，Vref是基準(zhǔn)電壓，VV和VI分別是反饋電壓和反饋電流信號(hào)。其工作原理是：當(dāng)負(fù)載電流還沒有達(dá)到Viref值時(shí)，運(yùn)放A1處于調(diào)節(jié)狀態(tài)，A2輸出高電平，二極管D反向截止，此時(shí)誤差放大器的輸出只受A1控制，處于恒壓調(diào)節(jié)過程。當(dāng)VV>VVref時(shí)，誤差放大器的輸出低電平，當(dāng)VVVVref時(shí)，誤差放大器的輸出高電平。當(dāng)反饋電流等于Viref時(shí)且輸出反饋電壓等于VVref，兩個(gè)運(yùn)放同時(shí)起作用。當(dāng)反饋電流大于Viref值時(shí)，輸出反饋電壓必然小于VVref，A1輸出高電平，而A2處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。因?yàn)锳2優(yōu)先級(jí)比A1高，達(dá)到了限流的目的。

2.2 PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的設(shè)計(jì)

在恒壓限流電路中，必然涉及PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的確定。采用超前-滯后補(bǔ)償方式。在低頻增加一個(gè)積分環(huán)節(jié)，也就是有一個(gè)－20dB/oc的衰減。使穩(wěn)態(tài)無靜差；中頻以－20dB/oc穿越剪切頻率，使系統(tǒng)有足夠的穩(wěn)定裕度；高頻以－40dB/oc衰減，使高頻信號(hào)被迅速地衰減。

3個(gè)點(diǎn)的設(shè)計(jì)如下：

1）零點(diǎn)f1 將零點(diǎn)配置在輸出濾波器最低極點(diǎn)頻率或以下，以補(bǔ)償濾波器極點(diǎn)引起的滯后。這種補(bǔ)償?shù)膶?shí)質(zhì)是減少誤差放大器零點(diǎn)與極點(diǎn)間的相位滯后量。

2）極點(diǎn)f2 極點(diǎn)用以抵消輸出濾波電容ESR引起的零點(diǎn)作用。極點(diǎn)頻率應(yīng)在零點(diǎn)頻率附近。

3）剪切點(diǎn)f3 也就是閉環(huán)的穿越頻率，它應(yīng)該小于開關(guān)頻率的1/5。設(shè)控制到輸出特性增益為GDC，系統(tǒng)輸出極點(diǎn)頻率為fo。

以上有三個(gè)等式構(gòu)成的方程組，但是存在4個(gè)未知數(shù)。在實(shí)際的參數(shù)確定過程中，要先確定其中的一個(gè)參數(shù)，再確定其它的參數(shù)。為保證數(shù)值的合理性，要注意電阻與電容的搭配問題。通過PSPICE,SABER等仿真工具，進(jìn)行模擬，可以減少計(jì)算量，得到合理的數(shù)值。最終選擇的參數(shù)是：C1=1μF，C2=22nF，R1=16kΩ，R2=18kΩ。

2.3 保護(hù)電路

此電路用于實(shí)現(xiàn)過流保護(hù)和過壓保護(hù)，由于過壓保護(hù)與過流保護(hù)電路結(jié)構(gòu)完全相同，僅取一個(gè)單元來說明，其電路如圖4所示。當(dāng)發(fā)生過壓（或過流）時(shí)，即VVf>VVref，運(yùn)放A3輸出高電平。從圖4可以看出，該電路為正反饋電路，通過Rv2和Dv1支路，將高電平狀態(tài)保持。同時(shí)運(yùn)放輸出到UC3825的限流保護(hù)端，鎖住輸出脈沖，達(dá)到保護(hù)功能。Dv1的作用是當(dāng)出現(xiàn)過壓時(shí)，此信號(hào)被保持，保護(hù)電路起作用。只有斷電以后，此信號(hào)才被復(fù)位，電路正常工作。

2.4 斜波補(bǔ)償

圖5示出斜坡補(bǔ)償電路。T1是電流互感器，接在變壓器副邊繞組，經(jīng)D1～D4整流后在R1上得到對(duì)應(yīng)的電壓，再經(jīng)過C1、R2、C2濾波，濾去初級(jí)電流Ip中的前沿尖峰，避免誤動(dòng)作。再經(jīng)過Ri與經(jīng)過Rb和Cb的CT信號(hào)合成，輸入到腳V/I，疊加斜坡補(bǔ)償信號(hào)到初級(jí)的電流波形，Ri及Rb值的比例決定了所加的斜坡補(bǔ)償量。電容Cb是交流耦合電容，隔離了直流分量使CT的交流分量耦合到Ri。

斜坡補(bǔ)償設(shè)計(jì)步驟如下：

1）計(jì)算電感電流的下降沿 m2=di/dt=Vout/L（A/s）；

2）計(jì)算反映到初級(jí)的電感電流下降沿 m2′=m2/n（n為高頻變壓器的匝比）；

3）計(jì)算初級(jí)測(cè)得的下降沿坡度Vm2=m2′RSENSE（V/s）；

4）計(jì)算CT充電時(shí)的坡度 d(Vosc)=Vosc/ton（V/s）

應(yīng)用疊加定理求斜坡補(bǔ)償后電流輸入端電壓。斜坡補(bǔ)償后加到芯片電流輸入端的電壓為

5）計(jì)算斜坡補(bǔ)償值斜坡補(bǔ)償電壓VCOMP為

式中：M為補(bǔ)償比例，應(yīng)大于0.5，一般取0.75～1。

取補(bǔ)償比例M=0.99，Ri=4.7kΩ，經(jīng)計(jì)算得Rb=16kΩ

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

驅(qū)動(dòng)電路脈沖波形如圖6所示，其中開關(guān)頻率f=25kHz，tr=0.423μs，tf=0.804μs，Vgs=15.23V。上升沿和下降沿比較陡峭，驅(qū)動(dòng)電平適中，符合要求，有良好的驅(qū)動(dòng)能力。

V：5V/格 t:10μs/格

如圖7(a)所示，輕載時(shí)開關(guān)管漏源電壓波形對(duì)稱，不存在偏磁現(xiàn)象。當(dāng)加載到一定程度時(shí)，開關(guān)管漏源電壓波形出現(xiàn)不對(duì)稱，說明同一橋臂的開關(guān)管導(dǎo)通不對(duì)稱，從而出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象。經(jīng)分析，是由于斜波補(bǔ)償不夠?qū)е拢龃笱a(bǔ)償量，偏磁現(xiàn)象得到明顯抑制，開關(guān)管漏源電壓波形基本對(duì)稱，如圖7(b)所示。

V：50V/格 t:10μs/格

（a）輕載時(shí)

V：50V/格 t:10μs/格

（b）滿載時(shí)

圖8為合閘沖擊電流限流電阻兩端的電壓波形，當(dāng)SCR未起作用時(shí)，電壓開始緩慢上升，充電結(jié)束后，電位跌至零,如圖8(a)所示；當(dāng)SCR起作用時(shí)，電壓在開始很短的時(shí)間內(nèi)有一個(gè)很小的幅值，這是SCR導(dǎo)通的過程，此后電壓為零，整個(gè)過程電壓幾乎保持水平，說明合閘時(shí)電路電流比較小，如圖8(b)所示。

圖7、8

V：50V/格 t:10μs/格

（a）SCR未起作用時(shí)

V：50V/格 t:10μs/格

（b）SCR工作時(shí)

當(dāng)滿載運(yùn)行時(shí)，即36V/30A輸出時(shí)，輸出電壓紋波為1.327V，電源效率η=86.2％。當(dāng)輕載運(yùn)行時(shí)，輸出電壓紋波為0.223V，電源效率η=54.6％。當(dāng)交流輸入電壓上下浮動(dòng)10％時(shí)，輸出電壓浮動(dòng)0.04V，基本不變，說明電源的負(fù)載調(diào)整率和電壓調(diào)整率都很小。

4 結(jié)語

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，設(shè)計(jì)的36V/30A電源，輸出電壓紋波較小，滿載時(shí)電源效率較高，電網(wǎng)電壓浮動(dòng)時(shí)，電源能正常工作，應(yīng)用在鎳氫電池充電，達(dá)到了良好的效果。為改善電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，減小電源的靜態(tài)誤差，PI調(diào)節(jié)和斜波補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)顯得尤為重要。