移動通信平臺中使用的雙路電源控制器MAX1715

關(guān)鍵詞：移動通信平臺 雙路電源控制器 自動脈寬跳變 強制PWM模式

引言

專用移動通信平臺（Especial Mobile Platform），簡稱EMP，是專門為特殊用戶設(shè)計的，EMP可以使這些用戶充分利用現(xiàn)有的蜂窩移動通信網(wǎng)的網(wǎng)絡(luò)資源來傳輸他們的業(yè)務(wù)，從而節(jié)省了重新建網(wǎng)的費用和時間。EMP要求體積小，重量輕，功耗小，供電靈活，適應車載，具備“動中通信”條件，能適應部隊、武警、公安、交通等部門和行業(yè)的使用需求。在EMP中常同時需要5V，3.3V，15V，以及可調(diào)的多路小功率直流電源以滿足數(shù)據(jù)，語音，傳真，短消息，全球定位等業(yè)務(wù)的需要。我們采用MAX1715設(shè)計了EMP的供電電路很好地滿足了用戶的需求。

1 MAX1715的工作模式

MAX1715中的MAXIM專有技術(shù)――快速PWM脈寬控制，是為寬輸入輸出電壓比，負載快速變化時保持工作頻率和電感工作點不變而設(shè)計的?？焖貾WM脈寬控制克服了電流模式控制中，固定頻率控制帶來的負載瞬態(tài)響應差的問題，并且克服了傳統(tǒng)的常開通時間和常關(guān)閉時間的大范圍變頻PWM控制帶來的問題。MAX1715還提供100ns常開通時間，從而在負載響應時保持相對穩(wěn)定的開關(guān)頻率。

如圖1所示，快速PWM脈寬控制是一個偽固定頻率，具有電壓前饋控制的常開通時間電流模式控制。它依靠輸出濾波電容的ESR做電流檢測電阻，輸出紋波電壓提供PWM坡度信號?？刂扑惴ū容^簡單：上面開關(guān)的開通時間只是由一個單穩(wěn)態(tài)電路來決定，該單穩(wěn)態(tài)電路的工作期和輸入電壓成反比，而和輸出電壓成正比。另外一個單穩(wěn)態(tài)電路設(shè)定最小的關(guān)斷時間（典型值是400ns）。如果誤差比較器輸出低，開通時間單穩(wěn)態(tài)電路被觸發(fā)。

MAX1715的PWM控制器具有自動的脈寬跳變模式和強制PWM模式兩種工作模式。

1.1 自動的脈寬跳變模式

對于跳變模式（脈寬跳變控制端SKIP置低，見圖2），輕載時MAX1715自動由PWM控制跳變到PFM控制，這種跳變由一個比較器來決定，在電感電流過零時，該比較器截斷了下端開關(guān)的開通時間。這種控制方式使脈寬跳變到PFM運行和脈寬不跳變的PWM運行的轉(zhuǎn)折點對應于連續(xù)和不連續(xù)的電感電流轉(zhuǎn)折點。這個轉(zhuǎn)折點和蓄電池電壓的關(guān)系不大，對于7V到24V的蓄電池電壓，這個轉(zhuǎn)折點基本保持不變。如果使用軟飽和電感，PWM到PFM的轉(zhuǎn)折點電流更小。

因為輕載時脈寬跳變，開關(guān)波形可能出現(xiàn)噪聲和不同步，但是效率高。要在PFM噪聲和效率間達到平衡就要改變電感值。通常，低電感值（假定線圈電阻保持恒定）在負載曲線中可以得到更寬的高效范圍；高電感值在重載時效率高（假設(shè)線圈電阻恒定）并且輸出紋波小。高電感值還意味著體積更大，和降低負載瞬態(tài)響應（尤其是在低輸入電壓時）。

圖1 MAX1715的快速寬控制邏輯圖

直流輸出的準確性由跟蹤誤差的水平來決定，電感電流連續(xù)時要比不連續(xù)時對紋波的調(diào)整性要高50％。電感電流不連續(xù)時如果有斜坡補償，則直流電壓的調(diào)整率還可以提高1.5％。

1.2 強制PWM模式

在低噪聲的強制PWM模式時，控制下端開關(guān)開通時間的過零比較器不工作。這使下端開關(guān)的波形和上端開關(guān)的波形互補。因為，PWM環(huán)要保持占空比為VOUT/VIN，所以，輕載時電感電流反向。強制PWM模式的好處是保持頻率為常數(shù)，壞處是空載時電池電流有10mA到40mA，這由外部MOSFET決定。

強制PWM模式對提高負載瞬態(tài)響應，減小音頻噪聲很有好處，還能提高動態(tài)輸出電壓調(diào)整時所需的吸收電流能力，提高多路輸出時的調(diào)整能力。

2 MAX1715的參數(shù)計算

我們設(shè)計的移動通信平臺電路參數(shù)如下：

輸入電壓VIN=8～14.5V；

輸出電壓VOUT1=3.3V，VOUT2=5V；

蓄電池51.2V=6V，容量為2.8Ah；

紋波系數(shù)LIR=0.35；

負載電流3A；

開關(guān)頻率第一路345kHz，第二路255kHz；

MOS管IRF7313，導通電阻RDS=0.032Ω，最大導通電阻RDS(MAX)=0.046Ω，VDSS=30V，CRSS=130pF。

在確定開關(guān)頻率和電感工作點（紋波比率）前，先確定輸入電壓范圍和最大負載電流。尖峰負載電流會對元器件的瞬態(tài)應力和濾波要求產(chǎn)生影響，并因此決定了輸出電容選擇，電感飽和率和限流電路的設(shè)計。連續(xù)負載電流決定了溫度應力，并因此決定了輸入電容及MOSFET的選擇和其他要考慮熱效應的器件的選擇。一般設(shè)計連續(xù)負載電流是尖峰負載電流的80％。

電感工作點也是效率和體積的折中，最小的最優(yōu)電感使電路工作在導通關(guān)鍵點的邊際（每個周期在最大負載電流時，電感電流剛好過零）。MAX1715的脈寬跳變算法在每個關(guān)鍵導通點啟動跳變模式。所以，電感的運行點也決定了PFM/PWM模式轉(zhuǎn)換的負載電流。最優(yōu)的點是20％到50％電感電流間，所以，我們?nèi)IR為0.35。

2.1 電感選擇

開關(guān)頻率和電感運行點〔紋波(％)即紋波系數(shù)LIR〕決定了電感值，電感的直流電阻要小，以減小電感的損耗。最好選擇鐵心電感，并且磁芯要足夠大，以保證在尖峰電感電流時不會飽和。低電感值使電感電流上升較快，在負載突變時補充輸出濾波電容上的電荷，瞬態(tài)響應快。

第一種輸出的電感為L1（對應圖2中的L8），第二路輸出的電感為L2（對應圖2中的L9），當VIN取10V時其計算值如下：

L1=VOUT1(VIN-VOUT1)/VISfLIRILOAD(MAX)

=[3.3(10-3.3)]/[1034510 30.35(3/0.8)]

=4.88μH

取標稱值6.8μH；

L2=VOUT2(VIN-VOUT2)/[VINfLIRILOAD(MAX)]=

=7.47μH

取標稱值6.8μH。

IPEAK=ILOAD(MAX)＋(LIR/2)ILOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)（3/0.8）

=4.41A

2.2 確定限流

限流的下限電流值等于最小限流門限（范圍由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通態(tài)電阻,這個最大通態(tài)電阻是考慮了每℃增加0.5％的值。

限流的方法有兩種：一種是將腳3ILIM接腳

21VCC（見圖2），對應的限流門限是默認值100mV；

另一種是由限流電路內(nèi)部5μA電流源和ILIM外接

電阻調(diào)限流門限（電阻范圍由100kΩ到400kΩ），

內(nèi)部實際的限流門限是ILIM端電壓的1/10。則

限流電阻RLIMIT為

RLIMIT=ILOAD(MAX)RDS(MAX)10/(510－6)

=(3/0.8)0.046107/5=345kΩ

取標稱值280kΩ。

圖2 MAX1715的實驗電路

2.3 輸出電容選擇

輸出電容（對應圖2中C35及C41）的選擇主要看ESR和耐壓值而不僅僅看電容值。輸出電容必須有足夠小的ESR，以滿足輸出紋波和負載動態(tài)響應的需要；同時又必須有足夠大的ESR以滿足穩(wěn)定性的需要。電容值也要足夠大以滿足滿載到空載轉(zhuǎn)換時吸收電感儲能的需要，否則，過電壓保護會觸發(fā)。

在有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來防止負載瞬態(tài)響應時輸出電壓太低。如VDIP是瞬態(tài)輸出電壓，則ESR?VDIP/ILOAD(MAX)。

在沒有CPU的應用場合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來保持輸出電壓紋波的水平。如Vp?p是電壓紋波，則

ESR≤Vp-p/(LIRILOAD(MAX))

輸出電容引起的不穩(wěn)定工作體現(xiàn)在兩個方面：雙跳動和反饋電路不穩(wěn)定。雙跳動是由于輸出噪聲或ESR電阻太小使輸出電壓信號沒有足夠的坡度。這“欺騙”了誤差放大器在400ns的最小死區(qū)后產(chǎn)生一個新的周期。電路不穩(wěn)定是指在電源或負載擾動時產(chǎn)生振蕩，這將觸發(fā)輸出過壓保護或使輸出電壓降到設(shè)定值以下。穩(wěn)定性由相對開關(guān)頻率的ESR零點決定，電容的零點頻率必須低于開關(guān)頻率f決定的穩(wěn)定點fESR。

fESR=f/π，fESR=1/（2πESRC)

我們選擇了ESR零點頻率低的鉭電容，其電容值為330μF。

2.4 輸入電容選擇

輸入電容（對應圖2中C39，C40）主要是要滿足抑制開關(guān)產(chǎn)生的紋波電流（IRMS）的需要。

采用陶瓷電容，鋁電容比較合適，因為，它們的電阻能抑制開通時的浪涌電流。我們選用了10μF的鋁電解電容和10nF的陶瓷電容。

2.5 MOSFET選擇

注意最大輸入電壓時的導通損耗和開關(guān)損耗之和不超過封裝熱限制。選擇下端的MOSFET也應盡量具有小的導通電阻，雖然，下端MOSFET在最大輸入電壓時電阻上的功率損耗最大，但是，在Buck電路中下端的MOSFET是零電壓開關(guān)，所以，下端的MOSFET導通損耗不是問題，還可以在下端開關(guān)管上并一個肖特基二極管，以防止下端開關(guān)管的體二極管在死區(qū)時間導通。

最壞導通損耗在占空比極限時產(chǎn)生。上端MOSFET在最小輸入電壓時的導通損耗最大，在最大輸入電壓時開關(guān)損耗最大，即

導通損耗PRDS=(VOUT2/VIN(MIN)I2LOADRDS

=5/83 20.046=0.2588W

開關(guān)損耗PS=VRSSVIN(MAX)fILOAD=

=(13010 -1214.534510 3 3)/1

=0.0283W

3 實驗結(jié)果

MAX1715由于沒有電流檢測電阻，并且有快速PWM控制和自動的脈寬跳變模式，所以，其效率相對其他應用電路更高，我們設(shè)計的電路實驗效率達到了97％。電路圖如圖2所示。

4 結(jié)語

本文分析了MAX1715的原理及特點，并將其應用到移動通信平臺中，滿足了EMP多路供電要求，并且滿足了體積小，重量輕，輻射小，供電靈活，效率高的要求，取得了較好的結(jié)果。