基于DGS結(jié)構(gòu)的超寬帶高通濾波器設(shè)計(jì)

由仿真結(jié)果可以看出，加載DGS結(jié)構(gòu)后，3，4端口的輸出在2～15 GHz范圍內(nèi)都大于-20 dB，在不改變間隔距離D的情況下，S13平均提高約20 dB。同時(shí)注意到S14與S13參數(shù)曲線在整個(gè)DC～15 GHz頻段內(nèi)幾乎一樣，即由1，2端口間耦合過來的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔離端口，沒有方向性了。

此時(shí)，微帶傳播不是TEM波，在加載DGS結(jié)構(gòu)處甚至不是準(zhǔn)TEM波。按照左手理論，在DGS結(jié)構(gòu)處的等效介電常數(shù)為負(fù)值。因此，由于加載DGS結(jié)構(gòu)導(dǎo)致整個(gè)介質(zhì)基板的有效介電常數(shù)的分布極不均勻，很難再套用由均勻介質(zhì)情況推出的奇偶模分析法的結(jié)論和公式。可以近似地把DGS結(jié)構(gòu)看作是在接地板上腐蝕出的“槽線”，“槽”與一條微帶線正交耦合，能量通過“槽線”后再耦合到另一條微帶線上，在耦合處向微帶兩側(cè)平均傳播能量，即此時(shí)還存在兩條微帶線間通過空間的電磁耦合，但是很微弱，“槽”耦合占主導(dǎo)地位。

3 基于DGS的高通濾波器設(shè)計(jì)

從微帶線的不均勻性角度出發(fā)，兩條耦合微帶的1，3端口本身就具有高通特性，如圖6所示的S13，但是由于耦合過于微弱，從而無法形成高通濾波器的通帶。

基于前面對(duì)于加載DGS結(jié)構(gòu)對(duì)耦合線的影響，聯(lián)想到可以通過加強(qiáng)兩微帶間的耦合從而使S13形成高通響應(yīng)，如圖11所示。

建立HFSS模型如圖12所示。S21參數(shù)仿真結(jié)果如圖13所示，其等效電路如圖14所示。

由圖13(a)可以看出長度L影響該高通結(jié)構(gòu)的截止頻率f0，L與f0成反比，L越長，f0越低，且L近似等于1/4截止波長。由圖13(b)可以看出d主要影響高通結(jié)構(gòu)的紋波和矩形系數(shù)。d越大，阻帶響應(yīng)越陡，通帶內(nèi)紋波越大。同時(shí)，對(duì)截止頻率有微調(diào)作用，但影響不如對(duì)紋波和距形系數(shù)的影響顯著。由圖13(c)可以看出W0主要影響該高通結(jié)構(gòu)的插入損耗，W0越大，即“槽”越寬，插入損耗越大。

4 測量

使用RT/duroid 5880(基底介電常數(shù)εr=2.2，介質(zhì)厚度h=O.508 mm，銅箔厚度T=O.018 mm)材料制作如圖15所示，截止頻率為7.5 GHz的O～15 GHz超寬帶高通濾波器，其中L=7.8 mm，2d=2 mm，W0=O.5 mm。使用Agilent N5244A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量結(jié)果如圖16所示。仿真結(jié)果與試驗(yàn)結(jié)果基本一致，驗(yàn)證了基于DGS結(jié)構(gòu)的高通濾波器設(shè)計(jì)的可行性。

5 結(jié)語

傳統(tǒng)超寬帶高通濾波器結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，對(duì)工藝要求較高，且較難實(shí)現(xiàn)小型化，利用DGS結(jié)構(gòu)對(duì)耦合微帶線的影響，提出結(jié)構(gòu)簡單，易實(shí)現(xiàn)小型化的超寬帶高通濾波器，測量結(jié)果表明，該結(jié)構(gòu)在O～15 GHz內(nèi)具有較好的高通濾波特性，在微波混合集成電路，低溫共燒陶瓷(LTCC)電路，多芯片組件(MCM)等領(lǐng)域具有廣泛應(yīng)用前景。