3．1～5．2 GHz超寬帶可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃髟O(shè)計(jì)

在小信號(hào)圖中，gm2為M2管的跨導(dǎo)，gm3為M3的跨導(dǎo)，流入M1的電流為流入M2和M3的電流之和?？梢缘贸觯?br /> gm1=gm2+gm3 (4)
第一級(jí)放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中g(shù)m為電路的整體跨導(dǎo)，RL為等效負(fù)載阻抗，R為從輸出端看進(jìn)去的電路的阻抗。通過(guò)小信號(hào)分析：

從式(5)看出，電路的跨導(dǎo)僅由M3的跨導(dǎo)決定，因而可以通過(guò)直接控制gm3來(lái)實(shí)現(xiàn)增益的可變。電路的增益為：

從式(6)中可以看出，控制管的變化也影響到了輸出電阻，因此，為了實(shí)現(xiàn)特定的增益，需要適當(dāng)?shù)脑O(shè)定M3的寬長(zhǎng)比。
本文設(shè)置了3個(gè)不同的增益，并且實(shí)現(xiàn)了5 dB的步長(zhǎng)，通過(guò)G[210]來(lái)控制M3的跨導(dǎo)，詳細(xì)增益列表如表1所示。

1．3 LNA噪聲分析
對(duì)于一個(gè)級(jí)聯(lián)系統(tǒng)，第一級(jí)電路的噪聲性能對(duì)整個(gè)電路的噪聲系數(shù)影響很大，因而主要分析第一級(jí)電路的噪聲系數(shù)。通過(guò)優(yōu)化電路參數(shù)、忽略電感的寄生電阻效應(yīng)，本文的CG—LNA總的噪聲因子可以近似表示為：

從式中可以看出，增大負(fù)載RL可以降低電路的噪聲系數(shù)，但是過(guò)大的增加RL會(huì)減小電流，同為了保證恒定的跨導(dǎo)，需要增加管子的尺寸，同時(shí)，增加RL也會(huì)將第一級(jí)的輸出電壓降低。給定，針對(duì)0．18μm下的MOSFET，假設(shè)ωT=2π*80 GHz，電阻的取值分別為Rs=50 Ω，RL=200 Ω。當(dāng)頻率從1 GHz增加到6 GHz時(shí)，根據(jù)式(7)計(jì)算所得的噪聲系數(shù)為4．9～5．3 dB，這和仿真結(jié)果較為近似。

2 仿真結(jié)果與討論
采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工藝進(jìn)行模擬仿真。圖4是LNA S21的仿真結(jié)果。在3．1～5．2 GHz的帶寬內(nèi)，LNA能夠獲得非常平坦的增益特性，共有3種增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步長(zhǎng)約為5 dB，帶內(nèi)增益波動(dòng)小于0．5 dB。圖5是LNA輸入輸出回波損耗(S11，S22)的仿真結(jié)果。S11和S22在整個(gè)頻段內(nèi)均小于-15 dB，匹配性能良好。圖6是LNA IIP3的仿真結(jié)果。在輸入信號(hào)為4 GHz時(shí)，IIP3為-0．5 dB。圖7是LNA的噪聲性能，在整個(gè)工作頻段內(nèi)的最低噪聲為4．6 dB，噪聲系數(shù)在高頻段惡化的主要原因在于器件寄生的噪聲性能會(huì)隨頻率升高而逐漸惡化，此外，由于電路設(shè)計(jì)時(shí)需要在各方面與噪聲進(jìn)行折中，所以適當(dāng)?shù)臓奚嗽肼曅阅堋?/p>