雙極發(fā)射極跟隨器：具有雙通道反饋的RISO

通過如圖9所示的Zo外部模型，我們能夠測量Zo與Riso、CL、RF以及CF之間相互作用對1/β的影響。在Zo外部模型中，設置Ro=Ro OPA177，實際測量值為60歐姆。壓控電壓源VCV1將運算放大器宏模型U1從Ro、Riso、CL、CF以及RF中隔離開來。將VCV1設置為x1，以確保產品說明書中的Aol增益不變。由于我們要在穩(wěn)定性狀況最糟的情況下(只存在CL以及我們計算得出的空載Zo[此時Ro=60歐姆])分析這種電路，因此，務必排除各種大的DC負載。VOA是一個與運算放大器相連的內部節(jié)點，在實際工作中，我們無法實現對這種節(jié)點的測量。同時，許多SPICE宏模型上的這種內部節(jié)點接入，也并非易事。對1/β進行分析(相對于VOA)，已涵蓋了Ro、Riso、CL、CF以及RF的影響。如果未采用Zo外部模型，SPICE中的最終穩(wěn)定性仿真就無法標繪出1/β的曲線；但是，如果采用Zo外部模型，則可標繪出環(huán)路增益的曲線以確認我們分析的正確性。

首先，我們要分析如圖10所示的FB#1。請注意，由于我們只分析FB#1，所以CF可視為處于開路狀態(tài)。接下來，我們將分析FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的1/β。分析結果如圖上所示，有關的公式推導和具體細節(jié)，請參閱下一張圖(圖11)。我們發(fā)現，當fzx=183.57Hz時，FB#1 1/β曲線的增益為零。低頻1/β值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/β值應大于1。

圖10：FB#1分析：發(fā)射極跟隨器。

圖11：FB#1 1/β公式的推導：發(fā)射極跟隨器。

FB#1β的公式推導如圖11左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#2 1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程，請參閱圖11右側。從圖中我們還發(fā)現，在β推導過程中的pole,fpx變成了1/β推導過程中的zero,fzx。 我們將采用如圖12所示的電路來開展AC分析：通過Tina SPICE，求取FB#1的1/β，OPA177的Aol以及只采用FB#1電路的環(huán)路增益。正因為如此，所以我們將CF從圖中除去。

FB#1 1/β的結果標示在圖13中的OPA177 Aol曲線上。在環(huán)路增益為零的fcl處，我們發(fā)現，接近速率為40dB/decade：[(Aol曲線上的-20dB/decade)-(FB#1 1/β曲線上的+20dB/decade)=-40dB/decade接近速率)]。

圖12：FB#1AC電路分析：發(fā)射極跟隨器。

接近速率的經驗數據表明了存在的不穩(wěn)定性。我們對FB#1的分析是基于zero、fzx=183.57Hz，低頻1/β=1的情況。從圖13中可以看出，我們的一階分析準確地推算出了FB#1 1/β的數值。

圖13：FB#1 1/β曲線圖：發(fā)射極跟隨器。

從圖14中我們發(fā)現，只配置FB#1的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的fcl處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實了電路的不穩(wěn)定性。通過檢測圖13中Aol曲線上的FB#1 1/β曲線，可推算出環(huán)路增益曲線上的極點和零點。

圖14：FB#1環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器。

圖15：FB#1瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：發(fā)射極跟隨器。

如果我們有任何疑問，或如果只采用FB#1構建參考緩沖電路，此時，我們可運用如圖15中的電路，進行實際的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試。

圖16中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結果同時與Aol曲線上的1/β值和環(huán)路增益曲線一致，因此，證明了只采用FB#1構建參考緩沖電路，將導致電路運行的不穩(wěn)定性。

圖16：FB#1瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：發(fā)射極跟隨器。

現在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負載參考緩沖電路的穩(wěn)定性。此時，我們進一步了解了如圖17所示的Aol曲線和FB#1 1/β曲線。如果我們添加如圖17所示的FB#2 1/β曲線，我們則會看到一條最終的1/β曲線，這樣，根據fcl處的接近速率以往的穩(wěn)定性經驗，我們可以推斷電路的運行也將是穩(wěn)定的。

另外，我們將促使fpc低于1/β曲線中的fzx一個decade，以確保當頻率低于fcl時，相位裕度優(yōu)于45度。上述工作通過調整1/βFB#2的高頻部分，使其比FB#1低頻1/β高出+10dB。然后，設置fza，使其至少低于fpc一個decade，以確保當實際應用中進行參數變化時，能夠避免BIG NOT。通過觀察，我們發(fā)現，最終的1/β曲線是在FB#1 1/β曲線和FB#2 1/β曲線中選擇最小數值的1/β通道而形成的。

務必請記住，在雙反饋通道中，從運算放大器輸出端至負極輸入端的最大電壓反饋將主導著整個反饋電路。最大的反饋電壓意味著β值最大或者是1/β值最小。圖18向我們展示了這種關鍵的推算技巧。

最后，在FB#2取得支配地位之前，預計Vout/Vin的傳輸函數將隨著FB#1的變化而變化。此時，Vout/Vin將會衰減至-20dB/decade，直至FB#2與Aol曲線相交，然后，將隨著Aol曲線下降。

圖17：FB#2圖解分析：發(fā)射極跟隨器。

圖18：雙通道反饋、疊加以及1/β：發(fā)射極跟隨器。

圖18告訴我們，當整個運算放大器電路采用雙通道反饋電路時，最大的β值電路將居支配地位。一個很明顯的例子就是，如果有兩個人對著您的同一只耳朵講話，您會更易于聽到哪個人的講話？當然是嗓門最大的那個人！同樣的道理，運算放大器也將會“聽到”β值最大或1/β值最小的反饋電路。運算放大器察覺到最終的1/β曲線將是在各種FB#1 1/β或FB#2 1/β頻率時，頻率較低的那一條曲線。

如圖19所示，里面會有一些主要的假設。我們將這些假設運用于幾乎所有的具有雙通道反饋的RISO電路中。首先，我們假設CL>10*CF，這也就是說，在高頻率時，CL早在CF短路前短路。因此，我們將短路CL以排除FB#1，從而便于單獨分析FB#2。另外，我們假設RF>10*Riso，這意味著作為Riso的負載，該RF幾乎完全失效。從圖19和圖20中具體的公式推導，我們可以看出，當zero,fza=19.41Hz(由RF和CF產生)時，FB#2在原點擁有一個極點。由于在高頻時，CF和CL同時處于短路狀態(tài)，所以FB#2高頻1/β部分即為Ro+Riso與Riso之間的比值。FB#2 1/β的公式推導請參閱下一張圖(圖20)，有關計算結果請參閱下圖。FB#2高頻1/β設置為3.25dB或10.24dB、原點擁有一個極點以及當頻率為19.41Hz時的零點。

圖19：FB#2分析：發(fā)射極跟隨器。

圖20：FB#2 1/β公式推導：發(fā)射極跟隨器。

FB#2β的公式推導如圖20左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程請參閱圖20右側。從圖中我們還發(fā)現，在β推導過程中的pole,fpa變成了1/β推導過程中的zero,fza。

圖21：FB#2AC電路分析：發(fā)射極跟隨器。

圖22：FB#2 1/β曲線：發(fā)射極跟隨器。

為了檢驗FB#2的一階分析情況，我們可采用如圖21所示的Tina SPICE電路。再者，為了便于分析，我們將CL設置為10GF，因此對各種相關的頻率而言，CL都等同于短路狀態(tài)。但是，在開展AC分析前，仍允許SPICE查找到相應的DC工作點。

Tina SPICE仿真的結果如圖22所示。FB#2 1/β曲線正如當fza=19.41Hz以及高頻1/β=10.235dB時，采用一階分析推算出來的結果一樣。另外，我們也繪制出OPA177 Aol曲線，以弄清楚在高頻率時，FB#2將如何與其相交。

如果推算的FB#1和FB#2的疊加結果會產生所需的最終1/β曲線，那么我們將通過如圖23所示的Tina SPICE電路，開展分析工作。我們還可通過Tina SPICE電路，繪制出Aol曲線、最終的1/β曲線以及環(huán)路增益曲線。

從圖24中，我們可以看出，分析結果驗證了我們所推算的最終1/β曲線。在環(huán)路增益為零的fcl處，推算的接近速率為20dB/decade。

圖24：最終1/β曲線：發(fā)射極跟隨器。

最終電路的環(huán)路增益相位曲線(采用FB#1和FB#2)如圖25所示。相移從未下降至58.77度以下(如為當頻率為199.57kHz時的情況)，而且，在fcl處(頻率為199.57kHz)，相位裕度為76.59度。

圖25：最終環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器。

我們將采用圖26中的Tina SPICE電路，對我們的穩(wěn)定電路進行最后的檢驗-瞬態(tài)穩(wěn)定性測試。

圖26：最終瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：發(fā)射極跟隨器。