理解功率MOSFET的開關(guān)損耗

開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應(yīng)力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時(shí)還會產(chǎn)生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時(shí)間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的最小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時(shí)，開通時(shí)MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當(dāng)工作在斷續(xù)模式時(shí)，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時(shí)MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開關(guān)過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實(shí)際的開關(guān)過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過程為例說明?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡化方式，認(rèn)為VDS在t7時(shí)間段內(nèi)線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在t8時(shí)間段內(nèi)線性地從最大值下降到0。

圖3 MOSFET開關(guān)過程中實(shí)際波形

實(shí)際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計(jì)，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因?yàn)镃oss的存在，在關(guān)斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認(rèn)為是ZVS，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實(shí)際的功率損耗很大。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實(shí)際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實(shí)際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中，但是總的開關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關(guān)斷時(shí)，VDS的電壓在米勒平臺起始時(shí)，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結(jié)束時(shí)開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關(guān)過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關(guān)斷時(shí)MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個(gè)開關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實(shí)現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導(dǎo)通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導(dǎo)通，因此同步MOSFET是0電壓導(dǎo)通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個(gè)開關(guān)周期是0電壓的開關(guān)ZVS，開關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計(jì)，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導(dǎo)通損耗，選取時(shí)只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒有開關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實(shí)際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續(xù)的時(shí)間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當(dāng)電流突然降低時(shí)，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個(gè)下降的凹坑，并伴隨著振蕩。