有助于無線探頭測量感應式電源的低功耗電壓

　　圖1所示電路可減少噪聲效應，因其VFC（電壓－頻率轉換器）可產(chǎn)生對噪聲進行積分或取平均的PPM（脈沖位置調制）輸出信號V_OUT。此外，該設計還利用“負載調制”來消除有線連接。當PPM信號驅動MOSFET開關Q₁時，開關會連接一個由D₂及次級線圈L_S兩端的串聯(lián)電阻器R_SF及R_SV組成的附加負載網(wǎng)絡。負載調制接收器連接至初級線圈并恢復PPM信號。當您用表面貼裝元件來構建時，VFC電路僅占用238 mm²的電路板面積。
　　為了解該電路的工作原理，我們假設一個125kHz的正弦磁場在次級線圈LS中感應出大約4V ~ 16V的電壓。為提高功率轉換效率，L_S與CS構成一個負載系數(shù)Q_L大約為8的125kHz調諧回路。肖特基二極管D₁對L_S中感應的電壓進行整流，而C₁則提供低通濾波。所得直流電壓V_X為低壓差穩(wěn)壓器IC₁供電，而IC1又給VFC IC2和負載電阻器R_LF與R_LV提供恒定的3V。微調電位器RLV將輸出電流設定為2.5mA ~13.5 mA。
　　低壓差穩(wěn)壓器與VFC的總耗電流為數(shù)十微安，與輸出電流相比可忽略不計。因此，I_IN近似等于I_L。下面公式1表示感應式電源所產(chǎn)生的直流輸出功率：
（公式1）
　　式1顯示的輸出電流為常數(shù)，故直流輸出功率PX與直流輸出電壓V_X成正比。在通過R_LV設置已知的初始輸出電流的調整后，您即可通過測量由VFC數(shù)字化的傳輸直流電壓來測試感應式電源的輸出能力。為減少功耗、元件數(shù)與印制電路板面積，可用一個由R_C、R_D及C₅組成的簡單無源積分網(wǎng)絡來取代構成典型VFC輸入級的傳統(tǒng)運放積分器。
　　VFC產(chǎn)生一個上升沿斜率與積分電容器C₅兩端的電壓V_X成正比的恒定幅度鋸齒波電壓。當電容器兩端電壓達到一個高參考電壓時，開關Q₂迅速將電容器放電至一個低參考電壓。此動作產(chǎn)生一個頻率與輸入電壓V_X成正比的自由振蕩波形。一個由比較器IC₂、正向反饋網(wǎng)絡R₁、R₂與C₃、以及電源電壓分配器R₃、R₄、C₄組成的同相施密特觸發(fā)器，定義了高、低電平參考電壓，如公式2及公式3所示：
（公式2）
（公式3）

　　公式3表明，為將積分電壓復位至大約0V，R₁值必須稍低于R₂值。利用E12串聯(lián)電阻器的標準值并考慮功耗限制，選擇R1值為8.2 MΩ及R₂值為10 MΩ。并分別用這些值來代替公式2及公式3中的值：
（公式4）
　　為了解VFC的工作原理，假設在啟動時電容器C₅充分放電。因此，比較器IC₂的輸出V_OUT為低、且MOSFET開關Q₁與Q₂關閉。在這種情況下，通過R_C及R_D的電流開始以時間常數(shù)t_C=(R_C+R_D)C₅對C₅充電至V_X。當電容器C₅的電壓在時間tX達到施密特觸發(fā)器的上限閾值電壓時，比較器輸出V_OUT上升至V_DD并接通MOSFET開關Q₁與Q₂。開關Q₂以時間常數(shù)t_D≈R_DC₅通過R_D為C₅放電。同時，Q₁產(chǎn)生一個負載調制脈沖。
　　當V_C=V_TL時，比較器輸出降至0，恢復初始狀態(tài)并重復該過程。如圖2中的跡線1所示，電路行為就像一個自由振蕩器，其中C₅兩端的電壓在施密特觸發(fā)器的閾值電壓之間上升和下降。假設放電時間常數(shù)t_D遠小于充電時間常數(shù)t_C，則放電時間tO_N明顯小于積分時間t_X。如圖2中的跡線2所示，比較器輸出提供一個具有大約320ms短脈沖的PPM信號。
　　公式5及公式6分別為計算波形t_X與t_ON脈寬的完整表達式：
（公式5）
（公式6）
　　這些公式雖對于設計圖1中的VFC很有用，但對電路的整體傳輸函數(shù)來說不夠直觀。您可以運用以下近似來簡化計算：由于t_X>>t_ON，因此PPM輸出頻率近似為f_X≈1/t_X。正常工作時，與施密特觸發(fā)器的閾值電壓相比，V_X達到一個相對較高值，且您可以將電容器C₅的充電規(guī)率線性化為一條斜率恒定的斜線（公式7）：
（公式7）
　　根據(jù)公式4，施密特觸發(fā)器的高、低閾值電壓分別為V_TH≈V_DD及V_TL≈0V。利用這些近似值，PPM輸出頻率可簡化為：
（公式8）
　　公式8表明，正如圖3在實驗上證實的，圖1所示電路呈現(xiàn)為一個電壓－頻率傳輸函數(shù)（或傳遞函數(shù)）。VFC的功耗較低，例如，在12V直流電壓上，VFC的電流消耗約為36mA。