電動汽車充電器電路拓撲的設計考慮
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
表2 充電用感應耦合器等效電路模型元件值
| fmin(100kHz) | fmax(350kHz) | |
|---|---|---|
| Rpmax/mΩ | 20 | 40 |
| Lp±10％/μH | 0.8 | 0.5 |
| Rsmax/kΩ | 1.6 | 1.3 |
| Ls±10％/μH | 45 | 55 |
| Rmmin/mΩ | 20 | 40 |
| Lm±10％/μΗ | 0.8 | 0.5 |
| Cs/μF | 0.02 | 0.02 |
| 匝比 | 4:4 | 4:4 |
| 每匝電壓/V | 100 | 100 |
| 耦合效率/％ | ≮99.5 | ≮99.5 |
| 絕緣電阻/MΩ | 100 | 100 |
| 最大充電電流/A | 400 | 400 |
| 最大充電電壓/V | 474 | 474 |
變壓器原副邊分離，具有較大的氣隙，屬于松耦合磁件，磁化電感相對較小，在設計變換器時，必須充分考慮這一較小磁化電感對電路設計的影響[5]。
在設計中仍須考慮功率傳輸電纜。雖然SAE J-1773標準中沒有列入這一項，但在實際設計中必須考慮功率傳輸電纜的體積、重量和等效電路。由于傳輸電纜的尺寸主要與傳輸電流的等級有關，因而，減小充電電流可以相應地減小電纜尺寸。為了使電纜功率損耗最小，可以采用同軸電纜，在工作頻率段進行優(yōu)化。此外，電纜會引入附加阻抗，增大變壓器的等效漏感，在功率級的設計中，必須考慮其影響。對于5m長的同軸電纜，典型的電阻和電感值為：Rcable=30mΩ；Lcable=0.5～1μH。
3 對感應耦合充電變換器的要求
根據(jù)SAE J-1773標準給出的感應耦合器等效電路，連接電纜和電池負載的特性，可以得出感應耦合充電變換器應當滿足以下設計標準。
3.1 電流源高頻鏈
感應耦合充電變換器的副邊濾波電路安裝在電動汽車上，因而，濾波環(huán)節(jié)采用容性濾波電路將簡化車載電路，從而減輕整個電動汽車的重量。對于容性濾波環(huán)節(jié)，變換器應當為高頻電流源特性。此外，這種電流源型電路對變換器工作頻率變化和功率等級變化的敏感程度相對較小，因而，比較容易同時考慮三種充電模式進行電路設計。而且，副邊采用容性濾波電路，副邊二極管無須采用過壓箝位措施。
3.2 主開關器件的軟開關
感應耦合充電變換器的高頻化可以減小感應耦合器及車載濾波元件的體積重量，實現(xiàn)電源系統(tǒng)的小型化。但隨著頻率的不斷增高，采用硬開關工作方式的變換器，其開關損耗將大大增高，降低了變換器效率。因而，為了實現(xiàn)更高頻率、更高功率級的充電，必須保證主開關器件的軟開關，減小開關損耗。
3.3 恒頻或窄頻率變化范圍工作
感應耦合充電變換器工作于恒頻或窄頻率變化范圍有利于磁性元件及濾波電容的優(yōu)化設計，同時，必須避免工作在無線電帶寬，嚴格控制這個區(qū)域的電磁干擾。對于變頻工作，輕載對應高頻工作，重載對應低頻工作，有利于不同負載情況下的效率一致。
3.4 寬負載范圍工作
感應耦合充電變換器應當能夠在寬負載范圍內(nèi)安全工作，包括開路和短路的極限情況。此外，變換器也應當能夠工作在涓流充電或均衡充電等模式下。在這些模式下，變換器都應當能保證較高的效率。
3.5 感應耦合器的匝比
原副邊匝比大可以使得原邊電流小，從而可采用更細線徑的功率傳輸電纜，更低電流定額的功率器件，效率獲得提升。
3.6 輸入單位功率因數(shù)
感應耦合充電變換器工作在高頻，會對電網(wǎng)造成諧波污染。感應充電技術(shù)要得到公眾認可，獲得廣泛使用，必須采取有效措施，如功率因數(shù)校正或無功補償?shù)燃夹g(shù)，限制電動汽車感應耦合充電變換器進入電網(wǎng)的總諧波量。就目前而言，充電變換器必須滿足IEEE5191992標準或類似的標準。要滿足這些標準，加大了感應耦合充電變換器輸入部分及整機的復雜程度，增加了成本。而且，根據(jù)不同充電等級要求，感應耦合充電變換器可以選擇兩級結(jié)構(gòu)（前級為PFC＋后級為充電器電路）或PFC功能與充電功能一體化的單級電路。
4 變換器拓撲選擇
根據(jù)SAE J-1773給出的感應耦合器等效電路元件值，及上述的設計考慮，這里對適用于三種不同充電模式的變換器拓撲進行了考察。
如圖2所示，電動汽車車載部分包括感應耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容性濾波電路。首先，對直接連接電容濾波的整流電路進行考察。適合采用的整流方式有半波整流，中心抽頭全波整流及全橋整流。其中，半波整流對變壓器的利用率低；全波整流需要副邊為中心抽頭連接的兩個繞組，增加了車載電路的重量和體積；全橋整流對變壓器利用率高，比較適合用于這種場合。
圖4給出基于以上考慮的感應耦合充電變換器原理框圖。圖中，輸出整流采用全橋整流電路，輸出濾波器采用電容濾波，輸入端采用了PFC電路以限制進入電網(wǎng)的總諧波量不會超標，這里采用的是單獨設計的PFC級。低功率時，PFC也可與主充電變換器合為帶PFC功能的一體化充電電路。
圖4 感應耦合充電變換器原理框圖
如前所述，充電器設計中很重要的一個考慮是感應耦合器匝比的合理選取。為使設計標準化，按3種充電模式設計的感應耦合充電變換器都必須能夠采用相同的電動汽車插座。限制充電器高頻變壓器副邊匝數(shù)的因素包括功率范圍寬，電氣設計限制和機械設計限制。典型的耦合器設計其副邊匝數(shù)為4匝。對于低充電等級，一般采用1∶1的匝比，對于高充電等級，一般采用2∶1的匝比。
對于30kW·h以內(nèi)的儲能能力，隨充電狀態(tài)不同，電動汽車電池電壓在DC 200～450V范圍內(nèi)變化，變換器拓撲應當能夠在這一電池電壓變化范圍內(nèi)提供所需的充電電流。
4.1 充電模式1
這是電動汽車的一種應急充電模式，充電較慢。按這種模式設計的充電器通常隨電動汽車攜帶，在沒有標準充電器的情況下使用，從而必須體積小，重量輕，并且成本低。根據(jù)這些要求，可采用單級高功率因數(shù)變換器，降低整機體積，重量，降低成本，獲得較高的整機效率。圖5給出一種備選方案：兩個開關管的隔離式Boost變換器[6]。在不采用輔助開關時，單級Boost級電路提供PFC功能并調(diào)節(jié)輸出電壓。當輸入電壓為AC 120V時，輸入電壓峰值為170V，由于變壓器副邊匝數(shù)為4匝，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍為DC 200～400V，因而變壓器可以采用1∶1的匝比，原邊繞組均采用4匝線圈。典型的電壓電流波形如圖6所示。
圖5 兩個開關管的隔離式Boost變換器
圖6 電壓電流波形
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