用于高頻接收器和發(fā)射器的鎖相環(huán)-第二部分

　　在下面的討論中，我們將把SREF定義為出現(xiàn)于參考輸入上且在鑒相器上看到的噪聲。該噪聲取決于參考分頻器電路和主參考信號的頻譜純度。SN為出現(xiàn)在頻率輸入端且在鑒相器上看到的、由反饋分頻器導(dǎo)致的噪聲。SCP為因鑒相器導(dǎo)致的噪聲(取決于具體的實(shí)現(xiàn)方法)。SVCO為VCO的相位噪聲，可用前面提出的方程來描述。

　　輸出端的整體相位噪聲性能取決于上面描述的各項(xiàng)。以均方根方式對輸出端的所有效應(yīng)加總，得到系統(tǒng)的總噪聲。因此：

　　STOT2 = X2 + Y2 + Z2 (6)

　　其中：

　　STOT 2為輸出端的總相位噪聲功率。

　　X2為輸出端因SN和SREF導(dǎo)致的噪聲功率。

　　Y2為輸出端因SCP導(dǎo)致的噪聲功率。

　　Z2為輸出端因SVCO導(dǎo)致的噪聲功率。

　　對于PD輸入端的噪聲項(xiàng)SREF和SN，其運(yùn)算方式與FREF相同，還要乘以系統(tǒng)的閉環(huán)增益。

　　低頻下，在環(huán)路帶寬范圍內(nèi)，

　　GH >> 1 and X2 = (SREF2+ SN2 ) × N 2 (8)

　　GH >> 1 且X2 = (SREF2+ SN2 ) × N 2 (8)

　　高頻下，在環(huán)路帶寬范圍以外，

　　G << 1and X2 T 0 (9)

　　G << 1且　X2 T 0 (9)

　　鑒相器噪聲SCP導(dǎo)致的總輸出噪聲貢獻(xiàn)可通過把SCP引回PFD的輸入端來計算。PD輸入端的等效噪聲為SCP/Kd。然后將其乘以閉環(huán)增益：

(10)

　　最后，VCO噪聲SVCO對輸出相位噪聲的貢獻(xiàn)可按類似方式計算得到。這里的正向增益很簡單，就是1。因此，其對輸出噪聲的貢獻(xiàn)為：

(11)

　　閉環(huán)響應(yīng)的正向環(huán)路增益G通常是一個低通函數(shù);在低頻下非常大，在高頻下則非常小。H為一常數(shù)，1/N。因此，以上表達(dá)式的分母為低通，可見SVCO實(shí)際上是由閉環(huán)濾波的高通。

　　針對PLL/VCO中噪聲貢獻(xiàn)因素的類似描述見參考文獻(xiàn)1。前面提到，閉環(huán)響應(yīng)是一個低通濾波器，其截止頻率為3-dB，其中，BW表示環(huán)路帶寬。對于輸出端小于BW的頻率失調(diào)，輸出相位噪聲響應(yīng)中的主導(dǎo)項(xiàng)為X和Y、參考噪聲N(計數(shù)器噪聲)導(dǎo)致的噪聲項(xiàng)和電荷泵噪聲。使SN和SREF保持最小，使Kd保持較大值并使N保持較小值，可以使環(huán)路帶寬BW中的相位噪聲最小化。由于N對輸出頻率編程，因此，在降噪方面一般不予考慮。

　　對于遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于BW的頻率失調(diào)，主導(dǎo)噪聲項(xiàng)為VCO導(dǎo)致的噪聲項(xiàng)SVCO。這是由于環(huán)路對VCO相位噪聲進(jìn)行高通濾波的關(guān)系。較小的BW的值最為理想，因?yàn)榭梢宰畲笙薅鹊亟档头e分輸出噪聲(相位誤差)。然而，較小的BW會導(dǎo)致緩慢的瞬態(tài)響應(yīng)，并加大環(huán)路帶寬中VCO相位噪聲的影響。因此，環(huán)路帶寬計算必須權(quán)衡瞬態(tài)響應(yīng)以及總輸出積分相位噪聲。

　　為了展示閉環(huán)對PLL的影響，圖5展示了一個自由運(yùn)行的VCO的輸出與一個作為PLL一部分的VCO的輸出相疊加的情況。請注意，與自由運(yùn)行VCO相比，PLL的帶內(nèi)噪聲已經(jīng)衰減。

　　圖5.一個自由運(yùn)行VCO和一個PLL連接VCO上的相位噪聲。

　　相位噪聲測量

　　測量相位噪聲的一種最為常用的方法是使用高頻頻譜分析儀。圖6為一個典型示例，展示了通過分析儀可以看到的情況。

　　圖6.相位噪聲定義。

　　借助頻譜分析儀，我們可以測量各單位帶寬的相位波動頻譜密度。VCO相位噪聲最好在頻域中描述，其中，頻譜密度是通過測量輸入信號中心頻率任一端的噪聲邊帶獲得的。相位噪聲功率以分貝為單位，為在偏離載波達(dá)給定頻率時相對于載波(dBc/Hz)的分貝數(shù)。以下等式描述了該SSB相位噪聲(dBc/Hz)。

(12)

　　圖7.用頻譜分析儀測量相位噪聲。

　　設(shè)在頻譜分析儀后面板連接器上的10-MHz、0-dBm參考振蕩器具有優(yōu)秀的相位噪聲性能。R分頻器、N分頻器和鑒相器都是ADF4112頻率合成器的一部分。這些分頻器可通過PC進(jìn)行控制，從而按順序編程。頻率和相位噪聲性能可通過頻譜分析儀觀察。

　　圖8所示為一款采用ADF4112 PLL和Murata VCO (MQE520-1880)的PLL頻率合成器的典型相位噪聲圖。頻率和相位噪聲均在5-kHz的范圍內(nèi)測得。所用參考頻率為fREF = 200 kHz (R = 50)，輸出頻率為1880 MHz (N = 9400)。如果這是一款理想的PLL頻率合成器，則會顯示一個離散信號音升至頻譜分析儀噪底之上。這里展示的正是該信號音，其中，相位噪聲由環(huán)路元件所致。選擇的環(huán)路濾波器值旨在使環(huán)路帶寬達(dá)20 kHz左右。相位噪聲中與低于環(huán)路帶寬的頻率失調(diào)相對應(yīng)的平坦部分實(shí)際上是“閉環(huán)”部分用X2和Y2描述的相位噪聲，適用于f處于環(huán)路帶寬范圍內(nèi)的情況。其額定失調(diào)為1-kHz。實(shí)測值，即1-Hz帶寬范圍內(nèi)的相位噪聲功率為–85.86 dBc/Hz。它包括以下組成部分：

　　圖8.頻譜分析儀的典型輸出。

　　1.1-kHz失調(diào)條件下，載波與邊帶噪聲(單位：dBc)之間的相對功率。

　　2.頻譜分析儀顯示特定分辨率帶寬(RBW)的功率。圖中使用的是10-Hz RBW。要在1-Hz帶寬范圍內(nèi)表示該功率，必須從(1)所得結(jié)果中減去10log(RBW)。

　　3.必須把考慮了RBW實(shí)現(xiàn)方法、對數(shù)顯示模式和檢波器特征的校正系數(shù)加到(2)所得結(jié)果中。

　　4.對于HP 8561E，可使用標(biāo)記噪聲函數(shù)MKR NOISE快速測量相位噪聲。該函數(shù)考慮了上述三個因素并以dBc/Hz為單位顯示相位噪聲。

　　以上的相位噪聲測量值為VCO輸出端的總輸出相位噪聲。如果我們要估算PLL器件的貢獻(xiàn)(鑒相器、R&N分頻器和鑒相器增益常數(shù)導(dǎo)致的噪聲)，則必須將結(jié)果除以N2(或者從以上結(jié)果中減去20 × logN)。結(jié)果得到相位噪底[–85.86 – 20 × log(9400)] = –165.3 dBc/Hz。

　　參考雜散

　　在整數(shù)N PLL(其中，輸出頻率為參考輸入的整數(shù)倍)中，導(dǎo)致參考雜散的原因是，電荷泵以參考頻率速率持續(xù)更新。我們再來看看本系列第一部分中討論過的基本PLL模型。該模型在這里重復(fù)如圖9所示。

　　圖9.基本PLL模型。

　　當(dāng)PLL鎖定時，PFD的相位和頻率輸出(fREF和fN)實(shí)際上是相等的，并且在理論上，PFD無輸出。然而，這可能導(dǎo)致一些問題(留待本系列第三部分討論)，因此，PFD在設(shè)計上應(yīng)使得其處于鎖定狀態(tài)時，來自電荷泵的典型電流脈沖如圖10所示。

　　圖10.來自PFD電荷泵的輸出電流脈沖。

　　盡管這些脈沖具有極窄的寬度，但它們的存在意味著驅(qū)動VCO的直流電壓是由頻率為fREF的信號進(jìn)行調(diào)制的。這會在RF輸出中產(chǎn)生參考雜散，且發(fā)生的失調(diào)頻率為fREF的整數(shù)倍數(shù)?？梢杂妙l譜分析儀來檢測參考雜散。只需把范圍增至參考頻率的兩倍以上即可。典型曲線圖如圖11所示。本例中，參考頻率為200 kHz;顯然，圖中參考雜散發(fā)生于RF輸出1880 MHz± 200 kHz的范圍內(nèi)。這些雜散的電平為–90 dB。如果把范圍增至參考頻率的四倍以上，則在(2 × fREF)時也可看到雜散。

　　圖11.輸出頻譜中的參考雜散。

　　電荷泵漏電流

　　當(dāng)把頻率合成器的CP輸出編程為高阻抗?fàn)顟B(tài)時，理論上，不會有漏電流流動。實(shí)際上，在某些應(yīng)用中，漏電流的大小會影響到系統(tǒng)的整體性能。例如，考慮這樣一種應(yīng)用，其中，開環(huán)模式使用一個PLL來實(shí)現(xiàn)頻率調(diào)制——這是一種簡單而經(jīng)濟(jì)的高頻方法，比閉環(huán)模式支持更高的數(shù)據(jù)速率。對于FM來說，盡管閉環(huán)法確實(shí)有效，但數(shù)據(jù)速率卻受環(huán)路帶寬的限制。

　　一種采用開環(huán)調(diào)制的系統(tǒng)是歐洲無繩電話系統(tǒng)DECT。輸出載波頻率范圍為1.77 GHz至1.90 GHz，數(shù)據(jù)速率較高，達(dá)1.152 Mbps。

　　圖12.開環(huán)調(diào)制框圖。

　　開環(huán)調(diào)制的框圖如圖12所示。工作原理如下：開始時，環(huán)路閉合以鎖定RF輸出，fOUT = N fREF。調(diào)制信號被開啟，開始時，調(diào)制信號只是調(diào)制的直流均值。然后，把頻率合成器的CP輸出置于高阻抗模式，從而斷開環(huán)路，同時將調(diào)制數(shù)據(jù)饋入高斯濾波器。然后，調(diào)制電壓出現(xiàn)在VCO，并乘以KV。當(dāng)數(shù)據(jù)突發(fā)結(jié)束時，環(huán)路返回閉環(huán)工作模式。

　　由于VCO通常具有高靈敏度(典型值在20至80 MHz/V之間)，因此，在VCO之前的任何小電壓漂移都會導(dǎo)致輸出載波頻率漂移。在高阻抗模式下，該電壓漂移以及由此導(dǎo)致的系統(tǒng)頻率漂移直接取決于電荷泵CP的漏電流。該漏電流會導(dǎo)致環(huán)路電容充電或放電，具體取決于漏電流的極性。例如，1 nA的漏電流會導(dǎo)致環(huán)路電容(如1000 pF)上的電壓充電或放電dV/dt = I/C(本例中為1 V/s)。這又會導(dǎo)致VCO漂移。因此，如果環(huán)路斷開1 ms且VCO的KV為50 MHz/V，則1-nA漏電流在1000-pF環(huán)路電容中導(dǎo)致的頻率漂移為50 kHz。事實(shí)上，DECT突發(fā)脈沖一般較短(0.5 ms)，因此，對于本例中所使用的環(huán)路電容和漏電流，漂移實(shí)際上會更小。然而，這的確可以證明電荷泵漏電流在這類應(yīng)用中的重要性。

　　接收器靈敏度

　　接收器靈敏度指定接收器對弱編號的響應(yīng)能力。數(shù)字接收器用特定rf水平條件下的最大誤碼率(BER)來規(guī)范性能。一般地，器件增益、噪聲系數(shù)、圖像噪聲和本振(LO)寬帶噪聲會共同產(chǎn)生一個等效的噪聲系數(shù)。然后把該噪聲系數(shù)用于計算接收器的總靈敏度。

　　LO中的寬帶噪聲會提高IF噪聲水平，從而降低總噪聲系數(shù)。例如，F(xiàn)LO + FIF條件下的寬帶相位噪聲會在FIF下產(chǎn)生噪聲積。這會對接收器靈敏度造成直接影響。該寬帶相位噪聲主要取決于VCO相位噪聲。

　　LO中的近載波相位噪聲也會影響到靈敏度。顯然，接近FLO的任何噪聲都會產(chǎn)生接近FIF的噪聲積，并直接影響靈敏度。

　　接收器選擇性

　　接收器靈敏度指定接收器對目標(biāo)接收通道鄰道做出響應(yīng)的傾向性。鄰道干擾(ACI)是無線系統(tǒng)中常用的一個術(shù)語，也用于描述這種現(xiàn)象。在考慮LO部分時，參考雜散對靈敏度具有特別的重要性。圖13試圖展示LO部分的雜散信號(其間距與通道間距頻率相同)如何把來自鄰近無線電通道的能量直接轉(zhuǎn)換到IF上。如果目標(biāo)接收信號較遠(yuǎn)、較弱且無用鄰道較近、較強(qiáng)(情況通常如此)，這一點(diǎn)尤其重要。因此，PLL中的參考雜散越低，對系統(tǒng)靈敏度越有利。

　　結(jié)論

　　在本系列的第二部分中，我們討論了與PLL頻率合成器相關(guān)的部分重要技術(shù)規(guī)格，介紹了相應(yīng)的測量技術(shù)，并展示了一些結(jié)果示例。另外，我們還簡要討論了相位噪聲、參考雜散和漏電流對系統(tǒng)的影響。

　　在本系列的最后一部分中，我們將考察PLL頻率合成器的構(gòu)建模塊。此外，還將對PLL的整數(shù)N和小數(shù)N架構(gòu)進(jìn)行比較。

　　致謝

　　筆者希望借此機(jī)會向利默里克ADI通用RF應(yīng)用部門的Brendan Daly表示誠摯的謝意，他提供了相位噪聲和參考雜散的曲線圖。

　　參考文獻(xiàn)

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　　2.L.W.Couch，Digital and Analog Communications Systems(數(shù)字與模擬通信系統(tǒng))，Macmillan Publishing Company，New York，1990年。

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　　6.D. B. Leeson，“A Simplified Model of Feedback Oscillator Noise Spectrum”(反饋振蕩器噪聲頻譜簡化模型)，Proceedings of the IEEE(IEEE會刊)，第42卷，1965年2月，第329–330頁。

　　Figure 13. Adjacent Channel Interference.

　　圖13.Adjacent Channel Interference(鄰道干擾)。