改進(jìn)型CMOS電荷泵鎖相環(huán)電路的應(yīng)用設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)了一種寬頻率范圍的CMOS鎖相環(huán)(PLL)電路，通過(guò)提高電荷泵電路的電流鏡鏡像精度和增加開(kāi)關(guān)噪聲抵消電路，有效地改善了傳統(tǒng)電路中由于電流失配、電荷共享、時(shí)鐘饋通等導(dǎo)致的相位偏差問(wèn)題。

設(shè)計(jì)了一種倍頻控制單元，通過(guò)編程鎖頻倍數(shù)和壓控振蕩器延遲單元的跨導(dǎo)，有效擴(kuò)展了鎖相環(huán)的鎖頻范圍。該電路基于Dongbu HiTek 0.18μm CMOS工藝設(shè)計(jì)，仿真結(jié)果表明，在1.8 V的工作電壓下，電荷泵電路輸出電壓在0.25~1.5 V變化時(shí)，電荷泵的充放電電流一致性保持很好，在100 MHz~2.2 GHz的輸出頻率內(nèi)，頻率捕獲時(shí)間小于2μs,穩(wěn)態(tài)相對(duì)相位誤差小于0.6%.

鎖相環(huán)(phase-locked loop,PLL)是一個(gè)閉環(huán)負(fù)反饋系統(tǒng)，能夠準(zhǔn)確地產(chǎn)生一系列與參考頻率同相位的頻率信號(hào)，是現(xiàn)代通信及電子領(lǐng)域中必不可少的系統(tǒng)之一，通常被用于頻率合成、同步信號(hào)產(chǎn)生、時(shí)鐘恢復(fù)以及時(shí)鐘產(chǎn)生等。電荷泵鎖相環(huán)(charge pump phase-locked loop,CPPLL)因其自身所具有的開(kāi)環(huán)增益大、捕獲范圍寬、捕獲速度快、穩(wěn)定度高和相位誤差小等優(yōu)勢(shì)，現(xiàn)已廣泛應(yīng)用在無(wú)線通信領(lǐng)域中。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及工作機(jī)理

電荷泵鎖相環(huán)通常由鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵電路(CP)、低通濾波器(LPF)、壓控振蕩器(VCO)以及分頻器(FD)構(gòu)成。本文設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示，環(huán)路具體工作原理為：通過(guò)檢測(cè)PFD輸入端的參考信號(hào)fref與環(huán)路反饋信號(hào)fdiv的相差和頻差，輸出相應(yīng)的電壓信號(hào)VUP和VDN,來(lái)控制CP的工作狀態(tài)。電荷泵電路將UP和DN信號(hào)轉(zhuǎn)換為壓控振蕩器的控制電壓VC輸出。VC通過(guò)LPF濾除高頻分量，輸出直流電平，最終作為壓控振蕩器的控制信號(hào)。隨著鑒頻鑒相器的兩路輸入信號(hào)間的頻差與相差不斷減小，VC為某一恒定的電壓值時(shí)，環(huán)路達(dá)到鎖定狀態(tài)。

圖1 電荷泵鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)

設(shè)計(jì)時(shí)增加了倍頻控制(multiple frequencycontrol,MFC)模塊，與分頻器和壓控振蕩器配合使用，通過(guò)控制位的邏輯輸入，一方面可以編程鎖頻倍數(shù)，控制整個(gè)環(huán)路的倍頻數(shù);另一方面可以控制VCO差分延遲單元的跨導(dǎo)，從而改變VCO的電壓增益調(diào)節(jié)其輸出范圍。

圖2 給出了圖 1電路的線性等效模型。圖中：Ip為電荷泵電流;F(s)為濾波器傳輸函數(shù);KVCO為壓控振蕩器的增益;N為分頻比;φin為輸入?yún)⒖枷辔?φout為輸出相位;φdiv為分頻后的反饋相位。

圖2 電荷泵鎖相環(huán)線性等效模型

可推出整個(gè)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)H(s)為

式中s為拉普拉斯變換式中的復(fù)變量，濾波器傳輸函數(shù)F(s)可以進(jìn)一步表示為

式中：R,C1和C2分別是圖1中相應(yīng)的電阻和電容值。由式(2)可以看出濾波器傳輸函數(shù)F(s)為二階線性系統(tǒng)，對(duì)于二階線性系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，其傳輸函數(shù)的分母可以表示為ζ2+2ζωn+ωn2,其中ωn是固有頻率，ζ是阻尼系數(shù)。設(shè)計(jì)時(shí)為了減少環(huán)路的抖動(dòng)，同時(shí)保證環(huán)路工作的穩(wěn)定性，一般將環(huán)路固有頻率ωn設(shè)計(jì)為參考頻率的1/10~1/20,阻尼系數(shù)ζ設(shè)計(jì)為0.3~0.7.

2 電荷泵電路設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的電荷泵電路如圖3所示，電流源Iref通過(guò)電流鏡像為M2和M7提供與Iref成比例的鏡像電流IUP和IDN.PFD的輸出邏輯信號(hào)VUP和VDN控制開(kāi)關(guān)管M3和M4的導(dǎo)通與關(guān)斷，M3和M4交替導(dǎo)通給濾波電容CC充放電得到電荷泵輸出電壓VC.然而，由于MOS器件以及電路結(jié)構(gòu)所具有的一些非理想因素，該電路存在充放電電流失配、電荷共享和時(shí)鐘饋通等問(wèn)題。

圖3 用于鎖相環(huán)的傳統(tǒng)電荷泵電路

傳統(tǒng)電荷泵電路的充放電電流是由普通電流鏡提供的，其中M1和M2構(gòu)成充電電流鏡，M5和M7構(gòu)成放電電流鏡，理想的情況是充放電流能保持一致。然而工作在飽和區(qū)的電流鏡MOS器件受到溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)的影響，鏡像電流會(huì)隨源漏壓差的變化而變化。具體來(lái)說(shuō)，一方面，M6和M7的鏡像電流會(huì)因它們的漏極電壓不同而不同，進(jìn)而造成電荷泵充放電電流不同;另一方面，VC電壓在一定范圍內(nèi)變化時(shí)，M2和M7輸出的充放電電流也不能保持一致。

由于電流失配所造成的相位誤差可表示為

式中：ICP是設(shè)定的電荷泵電流大小;ΔICP為電荷泵的失配電流;Δton是PFD電路產(chǎn)生的導(dǎo)通時(shí)間;Tref為基準(zhǔn)周期。從上式可以看出，電流失配值對(duì)相位誤差的影響是成正比關(guān)系的，因此，消除電荷泵電路中的電流失配就顯得尤為重要。

在電荷泵充放電周期中還存在電荷共享和時(shí)鐘饋通現(xiàn)象的影響。在充電時(shí)M3導(dǎo)通，M2的漏端電壓降低到VC值，同時(shí)M4關(guān)斷，M7的漏端電壓降低到零;在放電時(shí)M3關(guān)斷，M2的漏端電壓升高到VDD值，同時(shí)M4導(dǎo)通，M7的漏端電壓升高到VC值。由于M2和M7的漏極存在寄生電容，其在充放電周期中就會(huì)吸收和釋放電荷，因此會(huì)影響電荷泵的輸出，這一現(xiàn)象稱為電荷共享。另外，在充放電周期中，M3和M4柵極寄生電容在時(shí)鐘信號(hào)的驅(qū)動(dòng)下也會(huì)產(chǎn)生電荷的釋放和吸收現(xiàn)象，從而影響電荷泵輸出，這一現(xiàn)象又稱為時(shí)鐘饋通。

針對(duì)傳統(tǒng)電荷泵電路中存在的電流失配、電荷共享和時(shí)鐘饋通的問(wèn)題，本文提出了一種改進(jìn)型的電荷泵電路，如圖4所示。

圖4 用于鎖相環(huán)的改進(jìn)型電荷泵電路

如圖4所示，首先為了抑制開(kāi)關(guān)管時(shí)鐘饋通現(xiàn)象，將開(kāi)關(guān)管M8和M2與電流鏡管M6和M4的位置進(jìn)行交換，這樣可以有效降低開(kāi)關(guān)管漏極電壓的變化幅度。同時(shí)，增加了開(kāi)關(guān)管M1,M7和M9來(lái)分別匹配M2,M8和M10,以消除電流鏡像的誤差。

此外，增加的開(kāi)關(guān)管M11和M12分別與M8和M2反相導(dǎo)通，這樣就可以抵消時(shí)鐘饋通和電荷共享現(xiàn)象產(chǎn)生的電荷。

針對(duì)電流鏡失配的問(wèn)題，采用了負(fù)反饋的方式來(lái)抑制充放電電流鏡的失配。具體做法是，M5,M6和M10構(gòu)成電流鏡將基準(zhǔn)電流Iref鏡像后由M6輸出電荷泵的充電電流。M5的漏極電流流過(guò)M3,然后M3與M4構(gòu)成的電流鏡由M4輸出電荷泵的放電電流。放大器OP的引入，在VX節(jié)點(diǎn)形成負(fù)反饋，就可以嚴(yán)格保證VX=VC,這樣幾乎完全消除了電流鏡漏極電壓的不同帶來(lái)的充放電電流失配問(wèn)題。

另外，開(kāi)關(guān)管M11和M12的漏極連接到了VX節(jié)點(diǎn)，因?yàn)閂X=VC,所以M11和M12的漏極電壓也等于VC,這樣做既匹配了時(shí)鐘饋通和電荷共享現(xiàn)象產(chǎn)生的電荷，又避免了M11和M12的漏極直接連接到VC對(duì)電荷泵輸出的影響。

放大器OP采用了軌對(duì)軌結(jié)構(gòu)，以保證輸入和輸出電壓的擺幅范圍，以增大電荷泵輸出電壓的線性范圍。電容C1的引入，既具有穩(wěn)定負(fù)反饋環(huán)路的作用，又起到濾波VX電壓毛刺干擾的作用。

3 其他模塊電路設(shè)計(jì)

3.1壓控振蕩器

由于折疊式差分環(huán)形壓控振蕩器的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、控制線性度好和噪聲小，所以本次設(shè)計(jì)的壓控振蕩器采用四級(jí)差分延時(shí)結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)，電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 壓控振蕩器電路

壓控振蕩器差分延時(shí)單元如圖6所示。延遲單元的線性度和延遲時(shí)間范圍決定了壓控振蕩器的線性度和頻率范圍。為了最大化利用電荷泵輸出電壓的范圍，以提高鎖相環(huán)的噪聲抑制能力，在壓控振蕩器延遲單元設(shè)計(jì)上采用了分段線性的方式，將延遲時(shí)間分成三段控制?？刂齐妷篤C分別控制MOS管M7,M8和M9的柵極電壓，以形成3路不同電流來(lái)控制延遲單元的線性范圍。其中M10,M11和M12作為開(kāi)關(guān)管由圖1中的MFC單元產(chǎn)生邏輯信號(hào)進(jìn)行控制，根據(jù)頻率范圍的不同選擇其中一路的電流路徑。為了改善受控電流隨控制電壓VC的線性度，為M7,M8和M9增加了源極負(fù)反饋電阻，經(jīng)驗(yàn)證優(yōu)化的阻值分別為0.4,5和50kΩ。另外，為了提高壓控振蕩器的工作頻率，增加了M7的管子個(gè)數(shù)，設(shè)計(jì)中選取M7的管子個(gè)數(shù)是M8和M9的4倍。此外，延遲單元的最后一級(jí)增加了一緩沖級(jí)，將雙端輸出轉(zhuǎn)換為單端輸出。

3.2鑒頻鑒相器

鑒頻鑒相器電路如圖7所示，它由兩個(gè)帶復(fù)位功能的D觸發(fā)器構(gòu)成，設(shè)計(jì)時(shí)在信號(hào)路徑上增加了傳輸門單元，用來(lái)匹配UP和DN控制信號(hào)之間的延遲。電路采用高電平實(shí)現(xiàn)復(fù)位，鑒相范圍為-2π~2π。通過(guò)改變反相器的尺寸，可以調(diào)節(jié)復(fù)位脈沖延時(shí)寬度，消除鑒相死區(qū)，提高鑒相精度。

圖6 壓控振蕩器差分延遲單元

圖7 鑒頻鑒相電路

4 結(jié)果分析

本文提出的電荷泵鎖相環(huán)電路基于 Dongbu HiTek 0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)，采用Hspice模型進(jìn)行了詳細(xì)的仿真驗(yàn)證。

圖8是典型模型下電荷泵充放電電流匹配性仿真結(jié)果，仿真結(jié)果表明，輸出電壓在0.25~1.5 V變化時(shí)，電荷泵的充放電電流一致性保持很好。表1給出了在不同工藝角、不同輸出電壓下，電荷泵充放電電流的相對(duì)失配量(或相對(duì)誤差δi,用百分比表示)，由表1的數(shù)據(jù)可以看出，本文改進(jìn)的電荷泵電路有效抑制了充放電電流的失配。

圖8 電荷泵電流匹配性仿真結(jié)果

表1 不同工藝角下電荷泵充放電電流的相對(duì)失配量(δi)

圖9給出了壓控振蕩器的控制電壓與輸出頻率關(guān)系的仿真結(jié)果，從圖中可以看出，按照輸出頻率的不同，延遲單元產(chǎn)生的三段不同的線性度，分別對(duì)應(yīng)圖6中的接0.4,5和50 kΩ電阻的電流路徑。該線性范圍大致可以分為：25~120 MHz為第一段;120~650 MHz為第二段;650 MHz~2.2 GHz為第三段。第一和第二階段的線性范圍較寬，而第三階段進(jìn)入高頻后線性范圍有所下降，但總體來(lái)看所采用的分段線性控制實(shí)現(xiàn)了較好的效果。

圖9 壓控