射頻電源應(yīng)該如何接地？數(shù)字射頻存儲(chǔ)技術(shù)是什么？

　　射頻電源應(yīng)該如何接地？

　　在Vcc星型拓?fù)涞闹鞴?jié)點(diǎn)處最好放置一個(gè)大容量的電容器，如2.2μF。該電容具有較低的SRF，對(duì)于消除低頻噪聲、建立穩(wěn)定的直流電壓很有效。IC的每個(gè)電源引腳需要一個(gè)低容量的電容器（如10nF），用來濾除可能耦合到電源線上的高頻噪聲。對(duì)于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個(gè)旁路電容。例如：用一個(gè)10pF電容與一個(gè)10nF電容并聯(lián)提供旁路，可以提供更寬頻率范圍的去耦，盡量消除噪聲對(duì)電源電壓的影響。每個(gè)電源引腳都需要認(rèn)真檢驗(yàn)，以確定需要多大的去耦電容以及實(shí)際電路在哪些頻點(diǎn)容易受到噪聲的干擾。

　　良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)腜CB布局、Vcc引線（星型拓?fù)洌┫嘟Y(jié)合，能夠?yàn)槿魏蜶F系統(tǒng)設(shè)計(jì)奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計(jì)中還會(huì)存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素，但是，擁有一個(gè)“無噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。

　　圖3：過孔的電特性模型。

　　接地和過孔設(shè)計(jì)

　　地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設(shè)計(jì)的關(guān)鍵，它們會(huì)直接影響到電路板的寄生參數(shù)，存在降低系統(tǒng)性能的隱患。RF電路設(shè)計(jì)中沒有唯一的接地方案，設(shè)計(jì)中可以通過幾個(gè)途徑達(dá)到滿意的性能指標(biāo)。可以將地平面或引線分為模擬信號(hào)地和數(shù)字信號(hào)地，還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據(jù)以往WLAN評(píng)估板的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，在四層板中使用單獨(dú)的接地層可以獲得較好的結(jié)果。憑借這些經(jīng)驗(yàn)性的方法，用地層將RF部分與其它電路隔離開，可以避免信號(hào)間的交叉干擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平面，第一層用于放置元件和RF引線。

　　接地層確定后，將所有的信號(hào)地以最短的路徑連接到地層非常關(guān)鍵，通常用過孔將頂層的地線連接到地層，需要注意的是，過孔呈現(xiàn)為感性。圖3所示為過孔精確的電氣特性模型，其中Lvia為過孔電感，Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術(shù)，可以忽略寄生電容。一個(gè)1.6mm深、孔徑為0.2mm的過孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。因此，一個(gè)接地過孔并不能夠?yàn)镽F信號(hào)提供真正的接地，對(duì)于高品質(zhì)的電路板設(shè)計(jì)，應(yīng)該在RF電路部分提供盡可能多的接地過孔，特別是對(duì)于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤。不良的接地還會(huì)在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生有害的輻射，降低增益和噪聲系數(shù)指標(biāo)。還需注意的是，接地焊盤的不良焊接會(huì)引發(fā)同樣的問題。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個(gè)連接地層的過孔。

　　圖4. 以MAX2827參考設(shè)計(jì)板為例的PLL濾波器元件布局。

　　濾除其它級(jí)電路的噪聲、抑制本地產(chǎn)生的噪聲，從而消除級(jí)與級(jí)之間通過電源線的交叉干擾，這是Vcc去耦帶來的好處。如果去耦電容使用了同一接地過孔，由于過孔與地之間的電感效應(yīng)，這些連接點(diǎn)的過孔將會(huì)承載來自兩個(gè)電源的全部RF干擾，不僅喪失了去耦電容的功能，而且還為系統(tǒng)中的級(jí)間噪聲耦合提供了另外一條通路。

　　在本文的后面部分將會(huì)看到，PLL的實(shí)現(xiàn)在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中總是面臨巨大挑戰(zhàn)，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC設(shè)計(jì)中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內(nèi)部，大多數(shù)PLL都利用數(shù)字電流電荷泵輸出通過一個(gè)環(huán)路濾波器控制VCO。通常，需要用二階或三階的RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數(shù)字脈沖電流，得到模擬控制電壓。靠近電荷泵輸出的兩個(gè)電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣，可以隔離地回路的脈沖電流通路，盡量減小LO中相應(yīng)的雜散頻率。第三個(gè)電容（對(duì)于三階濾波器）應(yīng)該直接與VCO的地層連接，以避免控制電壓隨數(shù)字電流浮動(dòng)。如果違背這些原則，將會(huì)導(dǎo)致相當(dāng)大的雜散成分。

　　數(shù)字射頻存儲(chǔ)技術(shù)是什么？

　　數(shù)字射頻存儲(chǔ)器（DRFM）是現(xiàn)代電子對(duì)抗系統(tǒng)中有源雷達(dá)干擾機(jī)的主要組成部分，用于將接收到的雷達(dá)信號(hào)精確地復(fù)制后再返回該雷達(dá)系統(tǒng)，以此來混淆該系統(tǒng)。正是應(yīng)用DRFM的精確復(fù)制雷達(dá)信號(hào)的特點(diǎn)，DRFM技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于各種雷達(dá)回波信號(hào)發(fā)生器、雷達(dá)綜合測(cè)試儀和各類通用信號(hào)源的研制。為了更好地保真復(fù)制各類信號(hào)，為研究數(shù)字射頻存儲(chǔ)器提供可靠的仿真理論依據(jù)是本文的主要研究內(nèi)容。

　　1 基本原理

　　數(shù)字射頻存儲(chǔ)（DRFM）的基本工作原理：首先將輸入射頻信號(hào)下變頻為中頻信號(hào)，經(jīng)A／D變換后成為數(shù)字信號(hào)，寫入高速存儲(chǔ)器中。當(dāng)需要重發(fā)這一信號(hào)時(shí)，在控制器控制下讀出此數(shù)字信號(hào)并由D／A變換為模擬信號(hào)。然后用同一本振作上變頻，得到射頻輸出信號(hào)，完成對(duì)輸人信號(hào)的存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)。

　　首先對(duì)量化過程進(jìn)行分析，現(xiàn)假設(shè)基帶輸入信號(hào)為一個(gè)正弦信號(hào)gi（t）=Esinωit，量化位數(shù)為N，經(jīng)過量化后的信號(hào)可用階梯波y（t）表示，y（t）可以被認(rèn)為是N對(duì)矩形波的疊加。如果A／D變換的量化位數(shù)為m，那么正或負(fù)半周的量化臺(tái)階數(shù)為N=2m-1。

　　階梯波的表達(dá)式為：

　　E2n+1就是量化產(chǎn)生的諧波分量幅度，可由該式計(jì)算各階諧波的功率。

　　在采樣的過程中，為簡便起見，以一位量化信號(hào)作為輸入，則輸入信號(hào)為：

　　式中：E，ωi分別為輸入信號(hào)的幅度和角頻率。設(shè)采樣脈沖信號(hào)為fs（t），采樣后的信號(hào)為fo（t），則采樣過程在時(shí)域上的數(shù)學(xué)表示式為fo（t）=fi（t）fs（t），在DRFM中采用等間隔均勻采樣，采樣周期為Ts，采樣時(shí)鐘頻率ωs=2πfs。在實(shí)際電路中，采樣是在采樣脈沖上升的瞬間完成的。因此采樣脈沖的寬度可以看成一個(gè)窄脈寬，用τs。來表示。采樣脈沖的傅里葉級(jí)數(shù)為：

　　式中：Es，τs，Ts和ωs分別為采樣信號(hào)的幅度、脈寬、周期和角頻率。則：

　　在式（6）中，第一項(xiàng)是基帶的諧波信號(hào)，是由量化所產(chǎn)生的頻譜成分，只有在基帶濾波器內(nèi)，諧波將成為寄生信號(hào)，所有nωi》ωs／2的項(xiàng)將被濾除（n取奇數(shù)）；第二項(xiàng)則完全在濾波器外，不用考慮；第三項(xiàng)是交調(diào)信號(hào)，滿足（mωs-nωi）《ωs／2的所有成分，將成為交調(diào)寄生信號(hào)，它們是信號(hào)諧波與時(shí)鐘諧波的交叉調(diào)制引起的。若以D表示脈沖信號(hào)占空比，且忽略第二項(xiàng)，則式（6）變?yōu)椋?/p>

　　式（8），式（9）即為計(jì)算1 b量化DRFM的高次諧波和交調(diào)信號(hào)幅度的方法。

　　2 仿真模型

　　通過建立數(shù)學(xué)模型，應(yīng)用當(dāng)前功能強(qiáng)大的Matlab中Simulink工具箱可以很好地實(shí)現(xiàn)該系統(tǒng)的仿真。采樣與量化過程的仿真建模如圖1所示。

　　信號(hào)發(fā)生部分采用Signal Generator模塊產(chǎn)生正弦波；噪聲源采用Gaussian Noise Generator，Zero-Order Hold模塊實(shí)現(xiàn)采樣功能。Compare To Zero模塊實(shí)現(xiàn)單比特量化，Uniform. Encoder模塊實(shí)現(xiàn)多比特量化。各路信號(hào)分別經(jīng)Data Type Conversion轉(zhuǎn)換為合適的數(shù)據(jù)格式，送入Spectrum Scope顯示頻譜。該模型同時(shí)顯示四路信號(hào)經(jīng)處理后的頻譜，四路信號(hào)由同一信號(hào)源產(chǎn)生，以使得結(jié)果更具可比較性。為了盡量模擬實(shí)際環(huán)境，加入了均值為0、方差為0．01的高斯噪聲。

　　3 仿真分析

　?。?）輸入信號(hào)頻率fi=10 MHz，經(jīng)理論分析計(jì)算得到表1。

　　對(duì)模型進(jìn)行仿真得到結(jié)果如圖2所示（（a）～（d）分別對(duì)應(yīng)于仿真模型的四個(gè)支路）。

　　（2）輸入信號(hào)頻率fi=20 MHz。經(jīng)理論分析計(jì)算得到表2；對(duì)模型進(jìn)行仿真結(jié)得到結(jié)果如圖3所示（（a）～（d）分別對(duì)應(yīng)于仿真模型的四個(gè)支路）。

　　由理論圖表及仿真圖形可知，該組仿真方案沒有諧波產(chǎn)生，頻譜圖中僅有45 MHz處的基波和15 MHz，75 MHz處的交調(diào)，這一現(xiàn)象是由于信號(hào)頻率過高，以致于諧波頻率過高而被基帶濾波器除去。盡管沒有諧波產(chǎn)生，但是交調(diào)的功率很大，對(duì)系統(tǒng)的高性能工作同樣是一個(gè)不利因素。

　　4 結(jié) 語

　　綜上所述，根據(jù)采樣與量化過程仿真分析可以得出：

　?。?）采樣和量化使信號(hào)頻譜發(fā)生變化，出現(xiàn)了新的頻率分量——諧波和交調(diào)，降低了DRFM的有效發(fā)射功率，使得系統(tǒng)的工作能力變差。

　　（2）噪聲污染會(huì)使頻譜變得更加復(fù)雜，對(duì)于一個(gè)系統(tǒng)，輸出信噪比取決于輸入信噪比和系統(tǒng)內(nèi)部信噪比，因此噪聲的存在必將降低DRFM的信噪比。

　?。?）總的來講，諧波分量隨頻率增加降低，而交調(diào)分量隨頻率增加升高，也就是說高次諧波幅度較低次的小，而高次交調(diào)幅度較低次的大。

　?。?）當(dāng)信號(hào)頻率和采樣率一定時(shí)，提高采樣率或增加量化位數(shù)都可以起到抑制寄生信號(hào)的作用。具體來講，提高采樣率對(duì)交調(diào)有很好的抑制作用，而對(duì)諧波作用不明顯；增加量化位數(shù)對(duì)交調(diào)和諧波都有很好抑制作用。