接收器IC混合式混頻器、頻率合成器和IF放大器

　　一旦將若干個(gè)VCO配置為在最高工作頻率下產(chǎn)生一個(gè)倍頻程帶寬，則可用二分頻實(shí)現(xiàn)較低的LO頻率。ADRF6612接收器混頻器采用的就是這種方法，其中，VCO基頻范圍為2.7 Ghz至5.6 Ghz，通過(guò)從1至32分頻，兩級(jí)頻分實(shí)現(xiàn)200 Ghz至2700 Mhz的LO頻率。對(duì)于同時(shí)包括MC-GSM的應(yīng)用，ADRF6614接收器混頻器包括兩個(gè)額外的高性能VCO內(nèi)核，用于提供1800 Mhz至1900 MHz GSM頻段所需要的LO頻率。

　　由于現(xiàn)代無(wú)線微蜂窩可能不具備氣候控制環(huán)境的優(yōu)勢(shì)，所以這些接收器IC一類的組件可在較寬的極限溫度范圍內(nèi)提供一致、可靠的性能。為了在較寬的工作溫度范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)規(guī)定的性能，ADRF6612和ADRF6614 IC中的PLL和VCO采用了多種校準(zhǔn)技術(shù)。

　　對(duì)于低噪聲寬帶寬，每個(gè)VCO內(nèi)核采用一個(gè)8位的容性數(shù)模轉(zhuǎn)換器(CDAC)，后者可以為給定的LO頻率選擇正確的頻段(128選1)。系統(tǒng)會(huì)仔細(xì)監(jiān)控VCO諧振器幅度的任何變化，并用自動(dòng)電平控制(ALC)系統(tǒng)調(diào)整幅度，以獲得最佳輸出幅度。每個(gè)IC都會(huì)在工作頻率被重新編程的時(shí)候執(zhí)行校準(zhǔn)序列。這樣可以確保所選頻段將VCO調(diào)諧變?nèi)荻O管的調(diào)諧電壓集中于最佳范圍內(nèi)，使頻率合成器在所需工作溫度范圍保持鎖定。

　　每個(gè)ADRF6612和ADRF6614 IC中的四個(gè)VCO內(nèi)核可以確保其工作范圍具有合適的重疊性，能適應(yīng)不同的環(huán)境條件和器件制造容差。對(duì)于環(huán)境和工藝差異，內(nèi)核一般會(huì)以相同的方向移動(dòng)頻率，因而內(nèi)建了充足的重疊機(jī)制，使得頻率合成器能夠始終實(shí)現(xiàn)鎖定條件。

　　一旦確定校準(zhǔn)方案，就可以無(wú)限地維持頻率，調(diào)諧電壓范圍支持需要的同步范圍。在時(shí)分雙工(TDD)系統(tǒng)中，基站可能根據(jù)不同的時(shí)隙改變頻率，其工作時(shí)間可能按微秒計(jì)。在頻分雙工(FDD)系統(tǒng)中，可能需要多年鎖定單個(gè)頻率。

　　在ADRF6612和ADRF6614 IC系統(tǒng)工作期間，任何時(shí)候都不允許出現(xiàn)故障停機(jī)事故。因此，溫度變化和組件老化效應(yīng)通過(guò)VCO的變?nèi)菡{(diào)諧電壓范圍和頻率調(diào)諧靈敏度(kV)來(lái)處理，溫度范圍有可能達(dá)145°C。每個(gè)IC會(huì)根據(jù)需要持續(xù)監(jiān)控器件溫度并調(diào)整VCO偏置。

　　ADRF6612和ADRF6614 Ic采用一種獨(dú)特方法，最大限度地減輕由雜散信號(hào)產(chǎn)物導(dǎo)致的接收器靈敏度下降問(wèn)題。利用頻率合成器的整數(shù)模式和緊湊環(huán)路濾波器可使參考雜散產(chǎn)物低至?100 dBc以下。最小雜散信號(hào)對(duì)調(diào)制方案至關(guān)重要，如MC-GSM。對(duì)于LTE和其他調(diào)制方案，或者在需要精細(xì)的頻率階躍的情況下，頻率合成器可以工作于小數(shù)N分頻模式。參考路徑集成一個(gè)13位分頻器，整數(shù)和小數(shù)路徑各自集成16位分頻器，具有極大的靈活性。

　　對(duì)于需要共置相位跟蹤接收通道的應(yīng)用中，如多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)，可以通過(guò)菊花鏈方式將ADRF6612和ADRF6614 IC級(jí)聯(lián)起來(lái)，以便允許其中一個(gè)單元作為主頻率合成器，分別通過(guò)其外部LO輸出和輸入端口為其他從機(jī)接收器供電。這樣，就可以最大限度地降低額外LO分配放大器及其相位噪聲相應(yīng)增大的程度。

　　為了同時(shí)支持高端和低端LO注入，每個(gè)IC的LO鏈提供了靈活的信號(hào)處理，如圖4所示。使用1至32的整數(shù)分頻比，即使是700 Mhz頻段和高IF，也可實(shí)現(xiàn)低端注入。LO級(jí)在從200 Mhz至2700 Mhz的整個(gè)LO范圍內(nèi)，同時(shí)為無(wú)源混頻器內(nèi)核提供一個(gè)方波驅(qū)動(dòng)。

圖4.本LO信號(hào)鏈用于支持無(wú)線基站接收器

　　現(xiàn)代無(wú)線基站帶內(nèi)信號(hào)在頻率上接近低電平輸入信號(hào)，因而蜂窩接收器可以充當(dāng)阻塞信號(hào)。在這種情況下，在目標(biāo)信號(hào)之上，來(lái)自阻塞信號(hào)附近LO放大器的相位噪聲被混頻進(jìn)IF輸出頻段。這樣會(huì)提高噪底，有時(shí)能大幅降低接收器的信噪比(SNR)。

　　由于阻塞信號(hào)可能較大(高功率)，所以VCO相位噪聲必須極低，并且LO鏈不會(huì)在阻塞器失調(diào)條件下降低噪底。在這些超高的阻塞電平下，接收器噪聲系數(shù)會(huì)最終被阻塞信號(hào)主導(dǎo)，并根據(jù)阻塞器功率水平的高低下降。

　　在分立式接收鏈方案中，可以在LO路徑上引入一些濾波機(jī)制，以在阻塞器失調(diào)條件下，最大限度地降低來(lái)自VCO和LO分配放大器的相位噪聲。然而，在集成式前端中，必須謹(jǐn)慎，避免LO鏈中的加性相位噪聲。

　　ADRF6612和ADRF6614 IC采用高增益LO鏈和硬限幅放大器以將LO鏈驅(qū)動(dòng)至限幅。當(dāng)每個(gè)級(jí)進(jìn)入硬限幅時(shí)，在其他情況下會(huì)增大相位噪聲的LO鏈小信號(hào)增益將大幅下降，從而將阻塞條件下的噪聲系數(shù)下降問(wèn)題減至最低。

　　來(lái)自阻塞信號(hào)的噪聲折疊會(huì)降低接收器輸出噪聲頻譜性能，提高輸出噪底，從而降低接收器噪聲系數(shù)。根據(jù)設(shè)計(jì)，ADRF6612和ADRF6614接收器IC可在最大限度減小接收器噪聲系數(shù)降幅的條件下承受較大的阻塞信號(hào)，如圖5所示。即使輸入阻塞電平為10 dBm，在載波失調(diào)10 MHz條件下，接收器的噪聲系數(shù)也只會(huì)下降3.2 dB，即使轉(zhuǎn)換增益在極端阻塞電平下縮減1 dB，亦是如此。

　　這些接收器IC具有超高的集成度，因而對(duì)現(xiàn)代無(wú)線基站設(shè)計(jì)師來(lái)說(shuō)，可以大幅提升性能，節(jié)省DC功耗，如圖6所示。IC采用一種技術(shù)，可以同時(shí)優(yōu)化片上混頻器周?chē)腞F和IF級(jí)。

　　該技術(shù)首次用于ADRF6612，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)和整個(gè)頻率范圍內(nèi)以及低功耗條件下，最低IIP3超過(guò)25 dBm，在整個(gè)溫度范圍內(nèi)，為29 dBm至2 GHz。該技術(shù)還具有最佳接收路徑噪聲系數(shù)性能和高轉(zhuǎn)換增益，如圖7所示。

圖5.本圖比較了ADRF6614接收器IC在低電平和高電平阻塞信號(hào)(分別為左側(cè)和右側(cè))下的輸出噪聲頻譜

圖6.本信號(hào)鏈所示為典型無(wú)線基站接收器中采用的組件

圖7.圖中所示為ADRF6612接收器IC的實(shí)測(cè)增益、噪聲系數(shù)和輸入三階交調(diào)截點(diǎn)(IIP3)。