適用于IEPE傳感器的24位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)

評估和設(shè)計(jì)支持

電路評估板

IEPE傳感器DAQ測量板(EVAL-CN0540- ARDZ)

設(shè)計(jì)和集成文件

原理圖、布局文件、物料清單、軟件

電路功能與優(yōu)勢

圖1所示的參考設(shè)計(jì)是一款高分辨率、寬帶寬、高動態(tài)范圍的、IEPE (Integrated Electronics Piezoelectric)兼容接口數(shù)據(jù)采集(DAQ)系統(tǒng)，其與ICP^? (IC Piezoelectric)/IEPE傳感器接口。IEPE傳感器最常用于振動測量應(yīng)用，但也有很多IEPE傳感器用于測量溫度、應(yīng)變、沖擊和位移等參數(shù)。

本電路筆記聚焦于該解決方案的振動應(yīng)用，尤其是狀態(tài)監(jiān)控領(lǐng)域，但儀器儀表和工業(yè)自動化領(lǐng)域也有大量應(yīng)用以類似方式使用IEPE傳感器，并且由類似的信號鏈提供服務(wù)。

具體而言，狀態(tài)監(jiān)控使用傳感器信息來幫助預(yù)測機(jī)器狀態(tài)的變化。跟蹤機(jī)器狀態(tài)的方法有很多，但振動分析是最常用的方法。通過跟蹤振動隨時(shí)間的分析數(shù)據(jù)，可以預(yù)測故障或失效以及故障源。

工業(yè)環(huán)境需要穩(wěn)健可靠的檢測方法，這給振動檢測增加了難度。了解機(jī)器的狀況有助于提高效率和生產(chǎn)率，并使工作環(huán)境更安全。

市場上大多數(shù)與壓電傳感器接口的解決方案都是交流耦合式，缺乏直流和亞赫茲測量能力。 CN-0540參考設(shè)計(jì)是一種直流耦合解決方案，可實(shí)現(xiàn)直流和亞赫茲精度。

通過查看IEPE振動傳感器在頻域（直流至50 kHz）中的完整數(shù)據(jù)集，并使用快速傅立葉變換(FFT)頻譜中發(fā)現(xiàn)的諧波的位置、幅度和數(shù)量，可以更好地預(yù)測機(jī)器故障的類型和來源。

數(shù)據(jù)采集板為Arduino兼容外形尺寸，可以直接與大多數(shù)Arduino兼容開發(fā)板接口并由后者供電。

ADI公司的Circuits from the Lab^?電路由ADI公司的工程師設(shè)計(jì)構(gòu)建。每個(gè)電路的設(shè)計(jì)和構(gòu)建都嚴(yán)格遵循標(biāo)準(zhǔn)工程規(guī)范，電路的功能和性能都在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境中以室溫條件進(jìn)行了測試和檢驗(yàn)。然而，您需負(fù)責(zé)自行測試電路，并確定對您是否適用。因而，ADI公司將不對由任何原因、連接到任何所用參考電路上的任何物品所導(dǎo)致的直接、間接、特殊、偶然、必然或者懲罰性的損害負(fù)責(zé)。 

圖1 IEPE壓電振動傳感器的狀態(tài)監(jiān)控信號鏈

電路描述

圖1所示電路是IEPE傳感器的傳感器到比特（數(shù)據(jù)采集）信號鏈，包括電流源、帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的電平轉(zhuǎn)換和衰減級、三階抗混疊濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)驅(qū)動器及全差分Σ-Δ型ADC。

可編程電流源以恒定電流驅(qū)動壓電加速度計(jì)。輸出電流可通過外部電阻設(shè)置，根據(jù)傳感器和電纜的類型，通常設(shè)置在2 mA和20 mA之間。

DAC的緩沖和放大輸出以及電平轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器，將輸入信號偏移至接近2.5 V共模電壓(V_COM)，以平衡抗混疊濾波器的輸入和全差分放大器(FDA)的輸入?；鶞?zhǔn)電壓源將FDA供電軌的第二個(gè)輸入設(shè)置為V_COM的2.5 V，確保滿足輸入裕量要求，并且輸出是為驅(qū)動ADC而優(yōu)化的全差分電壓。

抗混疊濾波器將信號鏈的帶寬設(shè)置為54 kHz。壓電加速度計(jì)的帶寬高達(dá)20 kHz，但就相位延遲而言，選擇了更寬帶寬的信號鏈，從而在3軸測量中實(shí)現(xiàn)更好的相位匹配性能。（進(jìn)一步的帶寬限制發(fā)生在ADC的數(shù)字濾波器中，但相位延遲是已知且確定的。）

ICP/IEPE加速度計(jì)

任何IEPE振動傳感器都可以與CN-0540參考設(shè)計(jì)接口，因?yàn)樗蠭EPE振動傳感器都利用相同的原理工作，但具有不同的偏移電壓、噪聲電平、帶寬和靈敏度。IEPE輸出信號既攜帶交流電壓，也攜帶直流電壓，其中與振動相關(guān)的交流電壓被直流轉(zhuǎn)換到介于7 V和13 V之間的某個(gè)電壓電平。此直流電平隨傳感器的不同而異，并且對于任何給定的傳感器，它都有相對于時(shí)間、溫度和勵磁電流的漂移分量。

IEPE傳感器必須由電壓范圍足夠高的電流源供電，以完全覆蓋傳感器的幅度。IEPE傳感器的典型激勵電壓為24V。

信號鏈的輸入可以接收高達(dá)10 V p-p的信號幅度，偏移電壓最高可達(dá)13 V。直流失調(diào)通過施加直流失調(diào)校正信號來消除，從而允許在任意低頻下工作。

圖2 ICP加速度計(jì)模塊連接

圖2顯示了一個(gè)傳感器的ICP加速度計(jì)框圖，其由恒流源供電并連接到直流耦合信號鏈。傳感器的最大帶寬與激勵電流成正比，與電纜電容成反比。選擇恒定電流電平時(shí)，必須考慮傳感器的最大期望輸出電壓和電纜類型，可通過下式確定：

其中：

fMAX為傳感器的最大頻率，單位為Hz。

IC為恒定電流，單位為mA。

1 mA為傳感器的功耗要求。

C為電纜電容，單位為pF。

V為傳感器的最大峰值電壓輸出，單位為V。

注意在式1中，從提供給傳感器的總電流(IC)中減去了1 mA，該近似1 mA電流是用于為傳感器本身供電，而其余電流則用于驅(qū)動電纜。此數(shù)字因傳感器而異。

例如，此參考設(shè)計(jì)使用PCB Piezotronics生產(chǎn)的333B52型ICP加速度計(jì)進(jìn)行了測試，最大峰值輸出為10 V，電纜長度為10英尺，電容為29 pF/英尺，激勵電流為2.5 mA。應(yīng)用式1，傳感器的最大理論帶寬為82.3 kHz。電纜和所選的電流水平均未限制傳感器的性能。

恒流源

設(shè)計(jì)恒流源(CCS)和考慮噪聲性能時(shí)應(yīng)多加注意。低電流噪聲至關(guān)重要，因?yàn)楫?dāng)驅(qū)動信號鏈的輸入阻抗時(shí)，電流噪聲會被轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。

圖3 恒流源

圖3顯示了一個(gè)2端子電流源，其電阻RSET和ROUT將輸出電流設(shè)置為2.5 mA，電容CSET限制電流噪聲的帶寬。LT3092的內(nèi)部10μA基準(zhǔn)電流源使RSET兩端保持穩(wěn)定的VSET。VSET鏡像到ROUT兩端，根據(jù)式2設(shè)置輸出電流。

請注意，由于內(nèi)部基準(zhǔn)電流從SET端子流出，因此實(shí)際的IOUT電流比式3給出的輸出電流要大10μA。

數(shù)據(jù)手冊建議R_SET = 20kΩ，以將R_SET兩端的壓降設(shè)置為200 mV，使失調(diào)電壓的影響最小。（在較小的V_SET上，失調(diào)電壓更為明顯。）電阻產(chǎn)生的白電流噪聲由式3給出。

其中：

T為絕對溫度，單位為K。

k為玻耳茲曼常數(shù)(J/K)。

R為電阻。

電阻電流噪聲與電阻倒數(shù)的平方根成正比，因此將RSET的值從建議的20 kΩ增加到120 kΩ時(shí)，ROUT也需要成比例地增加（而輸出電流保持在相同水平），導(dǎo)致整體噪聲電流下降。建議在RSET兩端接一個(gè)電容CSET，用以降低RSET和LT3092內(nèi)部電流基準(zhǔn)的電流噪聲。CSET電容旁路LT3092產(chǎn)生的電流噪聲。

如圖3所示，對恒流源進(jìn)行了LTspice仿真，以優(yōu)化元件值和布局依賴性。為了仿真Keysight E3631臺式電源（其兩路輸出串聯(lián)連接，總電壓設(shè)置為26V），我們建模了一個(gè)非理想電壓源，其在20 MHz帶寬內(nèi)具有0.7 mV rms的電壓噪聲和224 nA rms的電流噪聲。

表1列出了不同元件值組合的均方根噪聲。均方根電流噪聲針對1 mHz至100 kHz的帶寬進(jìn)行了仿真。C_COMP的作用類似于高通濾波器，將噪聲從電壓源傳遞到輸出。進(jìn)一步增加R_SET和R_OUT有助于降低電流噪聲，但也會導(dǎo)致電阻上的壓降更高，從而降低容許的信號擺幅。

表1 降低LT3092電流噪聲

¹無需元件。

當(dāng)使用具有高電感的長電纜時(shí)，穩(wěn)定性可能成為問題。有關(guān)補(bǔ)償感性負(fù)載的更多信息，請參閱LT3092數(shù)據(jù)手冊。

要計(jì)算電流源提供的可用傳感器激勵電壓，請使用下式：

其中：

V_DD為恒流源的電源電壓。

LT3092DROP為IC本身的壓差（負(fù)載電流最高10 mA時(shí)，其通常為1.2 V）。

R_SET×10μA給出電阻上的壓差，其設(shè)置輸出電流電平，內(nèi)部10μA電流流過電阻。

在這種情況下，可用激勵電壓為23.6V。

電壓電平轉(zhuǎn)換器

電壓電平轉(zhuǎn)換器可承受高達(dá)13 V的傳感器偏移電壓，信號擺幅最高可達(dá)10 V p-p，支持市場上的大多數(shù)壓電傳感器。選擇的是帶運(yùn)算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓?fù)?，需要一個(gè)正轉(zhuǎn)換電壓來降低輸入電壓，以適應(yīng)FDA級的輸入要求。

圖4 反相電壓電平轉(zhuǎn)換器

圖4顯示了一個(gè)帶運(yùn)算放大器的反相電壓電平轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹＾D(zhuǎn)換電壓通過下式計(jì)算：

電壓轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的V_OUT電壓設(shè)置為盡可能接近V_COM(2.5 V)，以平衡下一級中FDA的輸入。RF/RIN比值（運(yùn)算放大器的衰減）必須遵循以下約束：

●   轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的電源電壓：5 V

●   轉(zhuǎn)換電壓范圍：0 V至5 V

●   運(yùn)算放大器的穩(wěn)定性

●   ADC的滿量程范圍：±4.096 V

●   輸入信號幅度：10 V p-p

●   輸入直流偏移電壓：最高13 V

0.3的衰減是合理的折衷方案，下一級中的較小增益可使ADC的輸入幅度最大化，并提高信噪比(SNR)。請注意，電平轉(zhuǎn)換器輸出端的信號和噪聲都會被放大，因此最大限度地降低電平轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲至關(guān)重要。

在CN-0540中，輸入阻抗和輸入噪聲之間進(jìn)行了折衷，輸入噪聲電平足夠低，輸入電阻則足夠高，以防止引入測量誤差。壓電傳感器一般為低阻抗輸出（數(shù)百歐姆）傳感器，哪怕相對較低的信號鏈輸入阻抗（數(shù)十kΩ）也會引入不到1%的誤差。作為折衷方案，選擇的最終輸入阻抗R_IN = 50kΩ。

使用下式計(jì)算輸入短路時(shí)電平轉(zhuǎn)換器模塊的電壓噪聲：

其中電阻的噪聲貢獻(xiàn)計(jì)算如下：

其中：

k為玻爾茲曼常數(shù)。

T為絕對溫度，單位為K。

R為電阻，單位為歐姆。

在平方之前，必須將除R_IN以外的所有貢獻(xiàn)乘以噪聲增益。反相運(yùn)算放大器配置的噪聲增益與同相配置的噪聲增益相同。

使用下式計(jì)算反相輸入運(yùn)算放大器的噪聲貢獻(xiàn)：

其中NG為電路的噪聲增益。

電壓電平轉(zhuǎn)換器模塊的單極點(diǎn)RC濾波器可限制噪聲。使用下式計(jì)算電壓電平轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的噪聲均方根值：

第一級的噪聲貢獻(xiàn)為20.8μVrms，其中最重要的噪聲貢獻(xiàn)者是R_IN，這是將輸入阻抗設(shè)置得足夠高以使負(fù)載引起的誤差最小化的結(jié)果。

直流偏置補(bǔ)償技術(shù)

每個(gè)IEPE加速度計(jì)都有一定的直流偏置電壓，此電壓沒有攜帶任何有用的信息，因此必須將其消除。如果信號鏈中使用了直流耦合，便可讓輸入電壓直流轉(zhuǎn)換以抵消直流偏置電壓，使得ADC僅接收輸入電壓的交流部分，而沒有任何直流偏移。精確的直流轉(zhuǎn)換對于直流測量的精度和測量動態(tài)范圍的最大化至關(guān)重要。

使用式5中的轉(zhuǎn)換電壓可以找到確切的轉(zhuǎn)換電壓。按照這種方法，必須分別為每個(gè)電路板和傳感器進(jìn)行不同溫度下的數(shù)次測量，從而確保測量的準(zhǔn)確性。

本電路使用了其他更精確、可靠且自動化的技術(shù)。CN-0540中采用了定制的逐次逼近算法。標(biāo)準(zhǔn)逐次逼近模型使用DAC至ADC控制環(huán)路估算未知電壓電平的最終位置，而該定制逐次逼近算法試圖使用DAC至ADC環(huán)路將ADC輸入端的平均電壓設(shè)置為盡可能接近于0。換句話說，主要目標(biāo)是將FDA的兩個(gè)輸入設(shè)置為相同電壓電平，即V_COM = 2.5V。

表2 輸入偏置電壓補(bǔ)償過程

表2顯示了使用逐次逼近算法補(bǔ)償輸入偏置電壓的過程。由于選擇了16位DAC，因此進(jìn)行了16次迭代。在此過程的最開始，DAC被設(shè)置為半量程輸出。每次將DAC設(shè)置為新值時(shí)，均要測量平均電壓。如果平均電壓為正，則將1位權(quán)重加到當(dāng)前DAC輸出，否則就從當(dāng)前DAC輸出中減去1位權(quán)重。由于輸入運(yùn)算放大器使用反相配置，因此該過程是相反的。

第四個(gè)DAC輸出= (215 – 1) + 214 + 213 – 212 = 53,247   (11)

式11顯示了加上或減去的位權(quán)重。215 ? 1為初始半量程值，然后是兩次向上和一次向下，意味著加上第14  位和第13  位，并減去第12  位。

由于傳感器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，壓電傳感器本身會產(chǎn)生相當(dāng)顯著的電壓噪聲。傳感器通電后，傳感器始終會拾取環(huán)境噪聲，導(dǎo)致更多噪聲從機(jī)械環(huán)境事件轉(zhuǎn)換為電壓噪聲。為了僅提取壓電傳感器的直流偏置電壓，以及消除相當(dāng)顯著的噪聲（隨機(jī)噪聲或周期性噪聲），直流偏置補(bǔ)償過程中會進(jìn)行大量平均運(yùn)算。

電平轉(zhuǎn)換DAC

選擇具有27個(gè)可選I2C地址的16位電壓輸出DAC (LTC2606)進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。DAC與ADC共享4.096 V基準(zhǔn)電壓。為了實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的同相輸入端預(yù)設(shè)的0 V至5 V完整轉(zhuǎn)換電壓范圍，并降低DAC輸出電壓噪聲，電路增加了一個(gè)外部緩沖器。該緩沖器具有Sallen-Key結(jié)構(gòu)，截止頻率為100 Hz，增益為1.22。具有增益輸出的DAC的1 LSB為

從DAC到ADC輸入的路徑上還有其他增益。ADC輸入端觀測到的1 LSB變化放大4.23倍（所有增益的乘積），如下所示：

總LSBDAC =

其中，2.667是FDA的增益，1.3是轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器的增益；當(dāng)將變化的信號引入同相輸入端時(shí)，轉(zhuǎn)換運(yùn)算放大器像同相運(yùn)算放大器一樣工作，實(shí)際增益為1 + (RF/R_IN)。式13的計(jì)算得出將傳感器調(diào)整到正確電平所引起的最大理論直流誤差。

表2證明，ADC轉(zhuǎn)換的DAC 1 LSB約為264μV。檢查最后兩個(gè)ADC讀數(shù)，差異僅為1 LSB，產(chǎn)生269μV。

圖5 RMS噪聲與輸入偏置電壓的關(guān)系

圖5顯示了僅將輸入偏置電壓施加于信號鏈輸入端時(shí)均方根噪聲如何變化。每次改變輸入偏置時(shí)，DAC都會將輸入調(diào)整至正確電平，確保失調(diào)誤差很低。信號鏈的均方根噪聲隨直流偏置的增加而增加，因?yàn)樘峁┲绷髌玫闹绷餍?zhǔn)器在較高電壓輸出電平下會產(chǎn)生更多噪聲。

從圖5可知，動態(tài)范圍響應(yīng)均方根噪聲的提高，導(dǎo)致輸入偏置電壓提高，如圖6所示。

圖6 動態(tài)范圍與輸入偏置電壓的關(guān)系，1 kHz 1 V p-p輸入

圖7顯示了系統(tǒng)線性度與輸入偏置電壓的關(guān)系，使用的輸入信號頻率為1 kHz，幅度為1 V p-p。圖7表明，輸入偏置電壓對線性度沒有明顯影響，總諧波失真(THD)保持穩(wěn)定。

圖7 線性度與輸入偏置電壓

圖8顯示了整個(gè)溫度范圍內(nèi)ADC輸入端預(yù)設(shè)的失調(diào)電壓誤差。失調(diào)誤差是使用相同輸入電壓(10 V)在整個(gè)溫度范圍內(nèi)運(yùn)行輸入偏置電壓補(bǔ)償程序而確定的。25°C下的測量結(jié)果定位0 V失調(diào)誤差。

圖8 10 V輸入偏置電壓在整個(gè)溫度范圍內(nèi)的失調(diào)電壓誤差