一種原邊反饋的反激轉換器設計

摘要：反激轉換器因其結構簡單、成本低等優(yōu)點，廣泛應用于隔離式小功率電源中。采用TL431（或穩(wěn)壓管）和光耦或增加變壓器繞組的反饋控制方式限制了反激轉換器體積的進一步減小。本文基于凌特公司（編者注：已被ADI收購）的LT8302設計了一個具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，輸入電壓范圍DC～18 ~ 32 V，輸出電壓DC5 ± 0.1 V，最大輸出電流2.5 A，外形尺寸（W × L × H）為27 mm× 27 mm×10 mm。該轉換器具有結構簡單、體積小和效率高的特點。

0   引言

隨著電力電子技術的不斷發(fā)展，開關電源因具有效率高、體積小、質量輕等優(yōu)點被廣泛應用于各種電子設備^[1-3]。在各種開關電源轉換器拓撲結構中，結構簡單、低成本的反激轉換器通常是隔離式小功率應用場合的首選電路拓撲。傳統(tǒng)反激轉換器一般采用TL431（或穩(wěn)壓管）和隔離光耦配合，或增加一個變壓器繞組的次級反饋控制方式，具有穩(wěn)壓精度高的優(yōu)點[4-6]。但是，由于采用元件較多，這種反饋方式限制了傳統(tǒng)反激轉換器在對體積和成本有嚴格要求場合的應用。因此，為了進一步減小體積，降低成本，利用原邊反饋的反激變壓器受到了廣泛關注[7-9]。本文基于凌特公司的LT8302設計了一個多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，其輸入電壓范圍 DC（18 ~ 32）V，輸出電壓DC（5 ± 0.1）V，最大輸出電流2.5 A。該轉換器具有結構簡單、體積小和效率高的特點。

詹天文

第一作者(通信作者)：詹天文(1982—)，男，碩士，講師，主要從事電力電子電能變換方向的教學與科研工作，E-mail：ztw_1982@163.com。

第二作者：張瑞偉(1980—)，男，碩士，講師，主要從事電力電子方向的教學與科研工作，E-mail：Ruiwei.zhang@163.com。

第三作者：聶金銅(1984—)，男，博士，講師，主要從事電力電子方向的教學與科研工作，E-mail： njt15@tinghua.org.cn。

第四作者：張穎超(1976—)，男，博士，教授，主要從事電力電子方向的教學與科研工作，E-mail：zhangyingchao@tsinghua.org.cn。

1   反激轉換器的反饋控制原理

反激轉換器拓撲的基本原理為：在開關導通時，輸入電能量轉換為磁能量經(jīng)變壓器初級電感儲存在磁芯中，在開關關斷時，變壓器次級電感將儲存的磁能量轉換為電能量傳遞到輸出端。根據(jù)開關過程中變壓器所存儲的磁能量是否完全傳遞到輸出端，反激轉換器拓撲的工作模式可以分為電流斷續(xù)模式（DCM）和電流連續(xù)模式（CCM）[10-11]?？刂齐娐吠ㄟ^檢測輸出狀態(tài)，調整開關導通與關斷時間，從而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出。隔離反激轉換器的反饋控制技術可以分為原邊反饋和副邊反饋兩種方式。

1.1 副邊反饋技術

副邊反饋技術原理如圖1 所示，通常采用光電耦合器和三端穩(wěn)壓器TL431（或穩(wěn)壓管）組合，將檢測到的輸出電壓反饋到原邊控制電路，進而控制原邊功率管的開關動作，實現(xiàn)輸出穩(wěn)定的電壓。常用的UC384X 和TOPSWITCH 系列芯片均采用這種反饋控制方式，通過將取樣電壓轉換為光耦二極管側的電流，進而控制光耦三極管的導通程度，將輸出電壓反饋回控制芯片，控制開關管的開通與關斷。在這種控制方式中，光耦的響應時間和線性度直接影響到輸出電壓的穩(wěn)壓精度。

圖1 副邊反饋原理圖

1.2 原邊反饋技術

與副邊反饋技術直接取樣輸出電壓不同，原邊反饋反激轉換器直接通過變壓器的初級電感獲取輸出電壓?；驹硎窃陂_關管關斷時檢測開關管漏極電壓，從而取樣到輸出電壓。由于開關管關斷時的漏極電壓是由輸入電壓、輸出反激電壓和漏感尖峰電壓組成，直接處理有一定難度，常通過引入輔助繞組，檢測輔助繞組的電壓來取樣輸出電壓。其工作原理如圖2 所示。

圖2 原邊反饋原理圖

基于LT8302^[12] 的反激轉換器電路結構如圖3 所示，LT8302 是一種用于隔離反激轉換器的電流模式開關集成芯片。該芯片內部集成了一個3.6 A 、65 V 的功率開關管，輸出電壓取樣通過變壓器初級反饋，不需要添加附加繞組或光耦隔離反饋。當開關關斷時，變壓器初級感應電壓V_FLBK 為：

其中， V_OUT 輸出電壓， V_F 為輸出二極管正向壓降， I_SEC為次級電流， ESR 為次級回路等效電阻， Nps 為初次級繞組匝數(shù)比。芯片通過外接電阻R_FB 和內部的反激脈沖取樣電路將V_FLBK 轉換為電流。取樣維持誤差放大器在次級電流I_SEC = 0 時取樣，誤差放大器同相端接內部參考電壓為1 V 。由于流過R_FB 與流過R_REF 電流相等，則：

則在I_SEC = 0 時：

根據(jù)負載狀態(tài)的不同，LT8302 可以控制反激轉換器在打嗝模式、斷續(xù)模式和準諧振邊界模式工作，以提高能量轉換效率。當負載電流大時，反激轉換器在準諧振邊界模式工作，芯片的邊界檢測器檢測到次級電流為0，且電壓諧振到谷值時導通內部開關M1。在這種模式下，開關頻率將隨著負載電流的增加而減小。隨著負載電流的減小，開關頻率將不斷增加，為了防止因開關頻率過高而引起的開關和驅動損耗增加，芯片將限制開關頻率最大為380 kHz ，從而控制轉換器在斷續(xù)模式工作。當負載電流進一步減小，芯片將控制開關頻率進一步減小，最低可到12 kHz ，從而控制轉換器在打嗝模式工作。

2   電路設計

基于LT8302 的反激轉換器設計指標如表1 所示。

圖3 基于LT8302的反激轉換器電路結構

2.1 變壓器設計

由于LT8302 內部集成的開關管最高耐壓為65 V ，變壓器的匝數(shù)比NPS 為：

式中， VL_EAKAGE 為漏感尖峰電壓； V_F 為輸出整流二極管正向壓降。

變壓器初級電感L_PRI 應當滿足芯片的最小導通時間t_ON(MIN) ，最小關斷時間t_OFF(MIN) 以及最小開關電流I_SW(MIN) 的要求：

本設計采用同步整流來提高變換效率，所以忽略輸出整流二極管正向壓降，取漏感尖峰電壓為15 V ，最終選取PC47 材料的變壓器磁芯EPC13，初次級匝數(shù)比NPS為 2.5，初級電感為9 μH。

2.2 輸出電容計算

輸出電容的選取應該在兼顧體積和成本的前提下，盡可能減小輸出電壓紋波，其計算公式為：

最終選取輸出電容為4 個陶瓷電容并聯(lián)。

2.3 緩沖電路設計

緩沖電路的主要作用是吸收漏感能量，防止開關管被漏感尖峰電壓擊穿損壞。本設計采用RC + DZ 的箝位緩沖方式。由于變壓器漏感等雜散參數(shù)難以通過理論計算精確求出，RC 參數(shù)通常是根據(jù)實際電路工作情況進行調整，初始選取470 pF ， 39 Ω 。

最大齊納擊穿電壓V_ZENNER(max) 應當滿足：根據(jù)本設計的要求，最終選取DFLS1100 和CMZ5934B 組成箝位電路。

在本設計中，選取R_REF =10 kΩ，忽略輸出整流二極管正向壓降VF ，通過上式可計算得到R_FB =125 kΩ。由于電阻本身誤差以及變壓器實際變比等因素會造成輸出電壓設計值與實際輸出值有所偏差，可根據(jù)最終實驗結果，對R_FB 進行微調，新調整的取樣電阻R_FB(NEW) 與測得的輸出電壓滿足以下關系：

3   實驗結果

根據(jù)以上分析和參數(shù)計算結果，設計的基于LT8302的反激轉換器電路圖如圖4 所示，同步整流控制芯片采用LT8309^[13]。轉換器實物如圖5 所示，尺寸為27 mm× 27 mm。

在輸入電壓為額定24 V 時，反激轉換器輸出波形如圖6 所示，圖中（a）、（b）、（c）波形1 分別為負載電流為0、1.5 A 、2.5 A 時開關管M1 的DS 電壓波形；波形2 為對應負載電流下的輸出電壓紋波。從圖中可以看出，在對應負載電流下，反激轉換器分別在打嗝模式、斷續(xù)模式和準諧振邊界模式下工作，輸出電壓紋波峰- 峰值最大為40 mV 。圖6（d）為負載電流為2.5 A 時，同步整流MOSFET 的GS（波形1）和DS（波形2）波形。

分別測試了該轉換器在輸入電壓為18 V 、24 V 和32 V ，負載電流分別在0.5 A 、1 A 、1.5 A 、2 A 、2.5 A 時的能量轉換效率，然后擬合曲線，結果如圖7所示。在通常情況下，該轉換器的能量效率能夠達到80% 以上。

圖5 反激轉換器實物圖

4   結束語

本文基于LT8302 設計了一個具有多模式控制、原邊反饋和同步整流的反激轉換器，其輸入電壓范圍DC（18 ~ 32）V，輸出電壓DC（5 ± 0.1） V，最大輸出電流2.5 A 。該轉換器具有結構簡單、體積小、效率高的特點。

（a）輸出電流0 A測試波形

（b）輸出電流1.5 A測試波形

（c）輸出電流2.5 A測試波形

（d）輸出電流2.5 A同步整流波形

圖6 反激轉換器波形圖

參考文獻：

[1] 沙占友,王彥明,馬紅濤,等.開關電源優(yōu)化設計[M].北京：中國電力出版社,2012.

[2] MANIKTALA S.精通開關電源設計[M].王志強,等,譯.北京:人民郵電出版社,2008.

[3]張純亞,何林,章治國.開關電源技術發(fā)展綜述[J].微電子學,2016,46(2):255-260.

[4] 劉武祥,金星,劉群.基于UC3842的反激式開關電源的控制環(huán)路設計[J].電子技術應用,2007,46(8):163-165.

[5] PANOV Y, JOVANOVIC M M.Small-signal analysis and control design of isolated power supplies with optocoupler Feedback[J].IEEE Trans.Power Electron.,2005,20(4):823-832.

[6] 龍偉華,徐軍,張俊偉,等.基于TOP245Y芯片的反激式多路開關電源設計[J].電測與儀表,2014,51(18):80-84.

[7] ZHANG J,ZENG H,JIANG T.A primary-side controlscheme for high-power-factor LED driver with TRIACdimming capability[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2012,27(11):4619-4629.

[8] WU C N,CHEN Y L,CHEN Y M.Primary-side peakcurrent measurement strategy for high-precision constantoutput current control[J].IEEE Transactions on PowerElectronics,2015,30(2):967-975.

[9] XU Y,CHANG C,BIAN B,et al.A high-precision constantc u r r e n t p r i m a r y s i d e c o n t r o l l e r w i t h i n d u c t a n c ecompensation[C].Telecommunications Energy Conference,IEEE,2016.

[10] ABRAHAM I.PRESSMAN,BILLINGS K,et al.Switching Power Supply Design[M].3rd ed.USA:The McGraw-Hill Companies.2009.

[11] 孟建輝,劉文生.反激式變換器轉換器DCM與CCM模式的分析與比較[J].通信電源技術.2010,27(6):34,35.

[ 1 2 ] Analog Device Corporation . L T 8 3 0 2 4 2 V I N Micropower No-Opto Isolated Flyback Converter with 6 5 V / 3 . 6 A S w i t c h [ E B / O L ] . U S A : L i n e a r T e c h n o l o g yCorporation,2020,https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/LT8302-8302-3.pdf.

[13] Analog Device Corporation.LT8309 Secondary-Side Synchronous Rectifier Driver[EB/OL].USA:ANALOGDEVICES Corporation,2020,

https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/lt8309.pdf.

圖7 能量變換效率圖

（本文來源于《電子產品世界》雜志2021年6月期）