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          注意!設(shè)計(jì)半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器,你得注意這些

          作者: 時(shí)間:2023-06-09 來源:安森美 收藏

          在眾多中, 有著高功率密度應(yīng)用中最常用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。與其他諧振拓?fù)湎啾龋@種拓?fù)渚哂性S多優(yōu)點(diǎn):它能以相對較小的開關(guān)頻率變化來調(diào)節(jié)整個(gè)負(fù)載變化的輸出;它可以實(shí)現(xiàn)初級側(cè)開關(guān)的零電壓開關(guān) (ZVS) 和次級側(cè)整流器的零電流開關(guān) (ZCS);而且,諧振電感可以集成到變壓器中。NCP4390 系列是一種先進(jìn)的脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 控制器系列,適用于具有同步整流 (SR) 的 ,可為隔離式 DC/DC 轉(zhuǎn)換器提供出眾的效率。與市場上的傳統(tǒng) PFM 控制器相比,NCP4390 具有幾項(xiàng)獨(dú)特的功能,可以最大限度地提高效率、可靠性和性能。

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/202306/447522.htm

          1. 電荷?電流控制: 諧振轉(zhuǎn)換器通常采用電壓模式控制,其中誤差放大器輸出電壓直接控制著開關(guān)頻率。然而,LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)相對具有一定挑戰(zhàn)性,這是因?yàn)椴捎秒妷耗J娇刂频?LLC 諧振轉(zhuǎn)換器有著非常復(fù)雜的特性:它有四個(gè)圖騰柱,而圖騰柱的位置會隨著輸入電壓和負(fù)載條件而變化。NCP4390 采用了基于每個(gè)開關(guān)周期電荷數(shù)量的電流模式控制技術(shù),該技術(shù)提供了更好的功率級“控制到輸出”傳遞函數(shù),簡化了反饋環(huán)路設(shè)計(jì),同時(shí)實(shí)現(xiàn)了真正的輸入功率限制和內(nèi)在的線路前饋。

          2. 雙邊沿跟蹤同步整流 (SR) 控制:NCP4390 使用了一種雙邊沿跟蹤方法,可以預(yù)測兩個(gè)不同時(shí)間參考的 SR 電流過零瞬間。該技術(shù)不僅最大程度縮短了正常操作期間的死區(qū)時(shí)間,而且在任何瞬態(tài)和模式變化期間也提供了穩(wěn)定的 SR 控制。

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          圖 1:半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器電路圖

          本文介紹了采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)。其中包括有關(guān) LLC 諧振轉(zhuǎn)換器工作原理的說明、變壓器和諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì),以及元件的選擇。后續(xù)我們將通過分步設(shè)計(jì)程序配有設(shè)計(jì)示例來加以說明,幫助您完成 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)。

          LLC 諧振轉(zhuǎn)換器與基波近似

          圖 2 顯示了半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的簡化電路圖,其中 Lm 是充當(dāng)并聯(lián)電感的勵磁電感,Lr 是串聯(lián)諧振電感,而 Cr 是諧振電容。

          圖 3 說明了 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型波形。我們假設(shè)工作頻率與諧振頻率相同,即由 Lr 和 Cr 之間的諧振確定。由于勵磁電感相對較小,因此會存在較大的勵磁電流 (Im),該電流將在初級側(cè)自由流動,不涉及功率傳輸。初級側(cè)電流 (Ip) 是指初級側(cè)的勵磁電流與次級側(cè)電流 (ID) 的總和。

          一般來說,LLC 諧振拓?fù)涫怯蓤D 2 所示的三個(gè)級組成的:方波發(fā)生器、諧振網(wǎng)絡(luò)以及整流器網(wǎng)絡(luò)。

          ●   方波發(fā)生器通過交替驅(qū)動開關(guān) Q1 和 Q2 而產(chǎn)生方波電壓 Vd,且每個(gè)開關(guān)的占空比均為 50%。控制器則通常在連續(xù)轉(zhuǎn)換之間引入短的死區(qū)時(shí)間。方波發(fā)生器可以是全橋式或半橋式。全橋方波發(fā)生器產(chǎn)生的方波振幅是半橋方波的兩倍。

          ●   諧振網(wǎng)絡(luò)由電容、泄漏電感和變壓器的勵磁電感組成。諧振網(wǎng)絡(luò)將對高次諧波電流進(jìn)行濾波。實(shí)際上,即使方波電壓施加到諧振網(wǎng)絡(luò)上,也只有正弦電流通過諧振網(wǎng)絡(luò)。電流 (Ip ) 會滯后于施加到諧振網(wǎng)絡(luò)上的電壓(即,施加到半橋圖騰柱上的方波電壓 (Vd) 的基本分量),這樣即允許 MOSFET 以零漏極-源極電壓導(dǎo)通。如圖 3 所示,由于電流流過反向并聯(lián)二極管,因此 MOSFET 導(dǎo)通,而 MOSFET 兩端的電壓為零。

          ●   整流器網(wǎng)絡(luò)通過整流二極管對交流電流進(jìn)行整流,以產(chǎn)生直流電壓。整流器網(wǎng)絡(luò)可以是全波橋式整流,或者采用帶電容輸出濾波器的中心抽頭配置。

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          圖 2:半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器電路圖

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          圖 3:半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器典型波形

          諧振網(wǎng)絡(luò)的濾波作用允許使用基波近似來獲得諧振轉(zhuǎn)換器的電壓增益,它假設(shè)只有輸入到諧振網(wǎng)絡(luò)的方波電壓的基波分量才有助于傳輸功率。由于次級側(cè)的整流電路充當(dāng)阻抗變壓器,因此等效負(fù)載電阻與實(shí)際負(fù)載電阻會有所不同。圖 4 顯示了如何推導(dǎo)該等效負(fù)載電阻。初級側(cè)電路要替換為正弦電流源 Iac,而整流器的輸入端則為方波電壓 VRI。由于 |Iac| 的平均值是輸出電流 Io,因此 Iac 的計(jì)算公式如下:

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          (公式1)

          而 VRI 的計(jì)算公式如下:

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          其中 Vo 是輸出電壓。

          VRI 的基本分量由下式給出:

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          (公式3)

          由于 VRI 的諧波分量不涉及功率傳輸,因此用 VRIF 除以 Iac 便得到了交流等效負(fù)載電阻:

          1686214385689582.png

          (公式4)

          考慮到變壓器匝數(shù)比 (n = Np / Ns ),初級側(cè)所顯示的等效負(fù)載電阻為:

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          (公式5)

          通過使用等效負(fù)載電阻,我們獲得了如圖 5 所示的交流等效電路,其中 VdF 和 VROF 分別是驅(qū)動電壓 Vd 和反射輸出電壓 VRO (nVRI ) 的基本分量。

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          圖 4:等效負(fù)載電阻 Rac 的推導(dǎo)

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          圖 5:LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的交流等效電路

          利用公式 (5) 中獲得的等效負(fù)載電阻,我們可以從圖 5 中推導(dǎo)出半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的特性。電壓增益 M 由下式獲得:

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          (公式6)

          其中:

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          如公式 (6) 中所示,這里存在兩個(gè)共振頻率。一個(gè)由 Lr 和 Cr 確定,另一個(gè)則由 Lp 和 Cr 確定。

          公式 (6) 顯示了諧振頻率 (ωo ) 下的單位增益,它與負(fù)載變化無關(guān)。

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          (公式7)

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          圖 6:LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型增益曲線 (m = 3)

          在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp= 57 kHz 的情況下,針對不同的 Q 值,公式 (6) 的圖形見圖 6 所示。從圖 6 中可以看到,當(dāng)開關(guān)頻率接近諧振頻率 fo 時(shí),LLC 諧振轉(zhuǎn)換器顯示出了幾乎與負(fù)載無關(guān)的增益特性。這是 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器相對于傳統(tǒng)串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器 (SRC) 的一個(gè)明顯優(yōu)勢。因此,在諧振頻率附近操作轉(zhuǎn)換器以最大程度減小開關(guān)頻率變化便是很自然的。

          LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的工作范圍受到峰值增益(最大可達(dá)增益)的限制。峰值增益在圖 6 中以“*”符號表示。請注意,峰值電壓增益不會出現(xiàn)在 fo 或 fp 處。獲得峰值增益對應(yīng)的峰值增益頻率位于 fp 和 fo之間。隨著 Q 值的減小(當(dāng)負(fù)載減小時(shí)),峰值增益頻率將向 fp移動,從而獲得更高的峰值增益。相應(yīng)地,隨著 Q 值的增大(當(dāng)負(fù)載增大時(shí)),峰值增益頻率向 fo移動,峰值增益也就隨之降低;因此,對于諧振網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)而言,滿載條件應(yīng)該是最壞的情況。

          集成變壓器注意事項(xiàng)

          在實(shí)際設(shè)計(jì)中,通常使用集成變壓器來實(shí)現(xiàn)磁性元件(串聯(lián)電感和并聯(lián)電感),其中漏感將用作串聯(lián)電感,而勵磁電感則用作并聯(lián)電感。當(dāng)以這種方式構(gòu)建磁性元件時(shí),圖 5 中的等效電路將變?yōu)閳D 7 中的等效電路。漏感不僅存在于初級側(cè),也存在于次級側(cè)。不考慮次級側(cè)的漏感會導(dǎo)致設(shè)計(jì)錯(cuò)誤。

          在圖 7 中,有效串聯(lián)電感 (Lp ) 和并聯(lián)電感 (Lp?Lr ) 是通過假設(shè) n2Llks = Llkp 并參考初級側(cè)的次級側(cè)漏感而獲得的:

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          (公式8)

          在處理實(shí)際變壓器時(shí),最好使用具有 Lp 和 Lr的等效電路,因?yàn)橛媒o定的變壓器可以輕松測量這些值。在實(shí)際變壓器中,我們可以在次級側(cè)繞組分別開路和短路的情況下測量初級側(cè)的 Lp 和 Lr

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          圖 7:改進(jìn)等效電路以適應(yīng)次級側(cè)漏感

          圖 7 介紹了由次級側(cè)漏感引起的虛擬增益。通過使用改進(jìn)后的等效電路調(diào)整增益公式 (6),可獲得集成變壓器的新增益公式:

          1686214238930429.png

          (公式9)

          其中:

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          諧振頻率下的增益 (ωo) 是固定的,與負(fù)載變化無關(guān),其計(jì)算公式如下:

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          (公式10)

          當(dāng)使用單個(gè)磁芯作為串聯(lián)電感時(shí),諧振頻率下的增益 (ωo) 為單位增益,如公式 (7) 所示。然而,當(dāng)使用集成變壓器來實(shí)現(xiàn)磁性元件時(shí),由于變壓器次級側(cè)漏感導(dǎo)致的虛擬增益,諧振頻率下的增益 (ωo) 將高于單位增益。

          圖 8 給出了在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp = 57 kHz 的情況下,不同 Qe值所對應(yīng)的公式 (9) 的增益。同樣,當(dāng)開關(guān)頻率接近諧振頻率 fo 時(shí),LLC 諧振轉(zhuǎn)換器顯示出了幾乎與負(fù)載無關(guān)的增益特性。

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          圖 8:使用集成變壓器的情況下,LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型增益曲線 (m = 3)

          最大可達(dá)增益

          即使我們可以通過公式 (6) 或 (9) 在給定條件下獲得峰值增益,也很難以顯式形式表示峰值增益。為了簡化分析和設(shè)計(jì),我們會使用仿真工具收集峰值增益,并在圖 9 和圖 10 中進(jìn)行了描繪。圖 9 和圖 10 分別顯示了分離式和集成式諧振電感設(shè)計(jì)的不同 m 值所對應(yīng)的峰值增益(最大可獲得增益)如何隨 Q 值而變化??雌饋恚覀兛梢酝ㄟ^減小 m 或 Q 值來獲得更高的峰值增益。對于給定的諧振頻率 (fo ) 和 Q 值,減小 m意味著減小勵磁電感,從而導(dǎo)致循環(huán)電流增大。因此,在可用增益范圍和導(dǎo)通損耗之間要進(jìn)行折衷。請注意,由于虛擬增益 MV 的原因,圖 10 中的集成式諧振電感設(shè)計(jì)要比圖 9 中的分離式諧振電感設(shè)計(jì)具有更高的增益。

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          圖 9:不同 m 值的峰值增益與 Q 值(分離式諧振電感)

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          圖 10:不同 m 值的峰值增益與 Q 值(集成式諧振電感)

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          圖 11:電容區(qū)和電感區(qū)的工作波形

          在峰值增益頻率以上,諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗為感性阻抗,并且諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出電流 (Ip ) 滯后于施加到諧振網(wǎng)絡(luò)上的電壓 (Vd)。這就允許 MOSFET 通過零電壓開關(guān) (ZVS) 導(dǎo)通,如圖 11 所示。同時(shí),諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗變?yōu)殡娙葑杩?,并?Ip 導(dǎo)致 Vd低于峰值增益頻率。在電容區(qū)工作時(shí),MOSFET 體二極管在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間會產(chǎn)生反向恢復(fù)電流,這會導(dǎo)致嚴(yán)重的噪聲。進(jìn)入電容區(qū)引發(fā)的另一個(gè)問題是:由于增益的斜坡發(fā)生反轉(zhuǎn),導(dǎo)致輸出電壓失控。因此,最小開關(guān)頻率最好是限制在峰值增益頻率之上。此外,NCP4390 還通過檢查 PROUT 下降時(shí)的 CS 信號來配置非 ZVS 保護(hù),以防電容區(qū)長時(shí)間工作。

          NCP4390 特性

          NCP4390 采用基于電荷控制的電流模式控制技術(shù),它簡化了反饋環(huán)路設(shè)計(jì),同時(shí)實(shí)現(xiàn)了真正的輸入功率限制。閉環(huán)軟啟動機(jī)制可以防止誤差放大器飽和,并允許輸出電壓單調(diào)升高,而無需理會負(fù)載條件的變化。此外,雙邊沿跟蹤自適應(yīng) SR 控制可以最大程度縮短體二極管的導(dǎo)通時(shí)間,從而最大限度地提高了效率。表 1 顯示了 NCP4390 的引腳描述。圖 12 顯示了使用 NCP4390 的 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的典型應(yīng)用原理圖。

          表 1:NCP4390 的引腳描述

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          圖 12:半橋 LLC 諧振轉(zhuǎn)換器電路圖



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