電源和DC/DC轉換器中的電磁兼容性 (EMC) 考慮因素

在新冠肺炎疫情造成停工期間，我的車閑置了幾個星期，由于電子設備處于待機狀態，電池最終耗盡，導致汽車無法啟動。我去了一趟配件店，買了一個新的“智能”充電器，價格出奇便宜，我將其連接，然后就開始等待效果。它確實起了作用，但也破壞了房子的無線網絡。盡管在該設備上發現了 CE 標志和一系列認證印章，但它顯然具有大量的射頻 (RF) 輻射，這是電磁不兼容的典型例子。

無論問題是由輻射還是傳導發射引起的，充電器都必須符合已發布的強制性電磁兼容性(EMC) 標準。這些標準還包括對主電源諧波發射和“閃爍”的限制，以及對規定水平的磁場、電場和電磁場的抗擾性；線路浪涌和瞬態；以及靜電放電。全球使用的標準為 IEC 61000 系列。

您應該期望看到的濾波

充電器的設計者還有什么可以做得更好？首先看傳導發射，該產品作為開關模式電源，可以產生線對線差模 (DM) 和線對地共模 (CM) 噪聲（圖 1）。DM 輸入噪聲通過線對線“X”電容器和串聯電感器衰減，因此，在尺寸和成本限制范圍內，可以輕松將足夠高的元器件值降至較低水平。設計者通常試圖將電容值保持在 100 nF 以下；然而，如上所述，元器件必須在規定的時間內放電到安全電壓，從而強制增加并聯電阻。此外，如果永久留在電路中，電阻器的恒定泄漏電流可能會使符合待機和空載損耗標準成為問題。盡管電感器的值可以很高，但它們通過最大交流運行電流；因此，為了避免飽和，這些值有時必須實際上很高。在這方面，鐵粉或氣隙鐵氧體類型就是典型的例子。

圖 1：AC/DC 轉換器輸入端的差模和共模噪聲

雖然對 DM 噪聲沒有直接的法定限制，但對 CM 噪聲有限制，并且 CM 的典型測試方法使用線路阻抗穩定網絡 (LISN)，符合多媒體設備的 CISPR 32 等所要求的標準。然而，LISN 也記錄了一半的 DM 噪聲，因此有充分的理由對其進行衰減。來自線路和中性點接地的 CM 噪聲往往以電流源的形式進入 LISN 的低 50 ohm 阻抗，而來自線路或中性點接地的“Y”型電容器提供了一個局部回流路徑，因此噪聲不會在外部循環，從而記錄在 LISN 中。然后，每條電源線上有一個耦合繞組的 CM 扼流圈，作為轉換器和電源之間的屏障。它可以使用高磁導率無氣隙鐵氧體，因為繞組與相位相關，所以運行電流會磁性抵消，為 CM 噪聲元件留下高阻抗。CM 扼流圈可以通過控制繞組之間的泄漏電感進行纏繞，從而產生 DM 和 CM 衰減的組合。

瞬態濾波水平取決于安裝過電壓類別

除了衰減發射，AC/DC 輸入濾波器還提供了對輸入過電壓的抗擾性，這些過電壓可以是高電壓、低能瞬變和突發，也可以是低電壓的浪涌。觀察到的水平取決于 I 至 IV 級（嚴重程度不斷增加）的安裝過電壓類別 (OVC)（表 1）。

表 1：過電壓類別的定義

充電器應至少符合 OVC II 標準，這通常需要添加輸入瞬態抑制器元器件，如壓敏電阻 (VDR)。相反，如果是 OVC IV，您會看到高能額定 VDR，可能還有多個氣體放電管。

此外，如果對充電器進行了是否符合歐盟 EMC 指令的評估（如其 CE 標志所示），則充電器還必須不受特定水平的外加電場、磁場和 RF 場以及靜電放電 (ESD) 的影響。此處輸入濾波不是解決方案，但良好的內部布局和設計實踐通常也有助于滿足發射限制。

設計從“集總”元器件開始

任何開關模式轉換器設計都可以從所選拓撲中的集總元器件開始，并計算一階性能。但是，如果考慮到 EMC 因素，則必須使用“真實”而非“理想”元器件（圖 2）。元器件的高階或“寄生”特性通常會導致EMC 問題。例如，這些可能是對地雜散電容導致 CM 噪聲電流，或者是連接的串聯電感導致輻射。甚至圖 2 中描述的真實元器件也很簡單。通常，寄生值是非線性的，例如電容器 ESR 隨頻率劇烈變化。此外，一些寄生現象的特征存在不連續性。例如，MOSFET 總輸入電容根據開關狀態在有效值之間交替變化。

圖 2：一階的“理想”元器件及其“真實”等同物

除了直流電阻（僅隨溫度變化）之外，即使是電線和軌道連接也具有隨頻率和材料變化的交流電阻。這是由于固有電感和導體中心渦流抵消引起的“趨膚效應”。根據經驗，頻率為 f 的電流在銅導體中傳播的深度為 δ = 66/√f（圖 3）。例如，在 100 kHz 下直徑為 0.4 mm 的電線應不會出現趨膚效應。在大多數情況下，這是一個極其近似的值，但 δ 實際上是電流下降到 1/e 或總電流的 37%（非零）的深度，嚴格適用于正弦波（而不是轉換器設計中經常觀察到的復雜交流波形）。

圖 3：由于“趨膚效應", 交流電流集中在導體外表薄層, 這取決于材料和頻率。

局部耦合效應

導致 EMC 問題的兩個主要不利影響是信號的電感和電容耦合，這會導致傳導和/或最終輻射發射。來自電流階躍的感應電壓被量化為 E = -L.di/dt?，F代轉換器設計可以產生 1000 A/μs 的電流邊沿速率；因此，只有 10 nH 可以產生 10 V 電壓尖峰。這種電感只有幾毫米的走線或布線。

同樣，電流是通過雜散電容感應的 I = C.dV/dt，電壓邊沿速率可以達到 50 kV/μs，僅通過 10 pF 就產生 500 mA 的位移電流，這是變壓器隔離電容的典型值。

這些指的是電流和電壓脈沖。波形的基頻和低次諧波的穩定 RMS 值要小得多，并且是頻譜分析中 EMC 發射評估中記錄的值。RMS 值可以從開關波形的傅立葉分析中獲得，然后從簡單的阻抗計算（例如，E = 2πfL.i 或 V = i/2πfC）中獲得這些頻率下的電流和電壓。諧振轉換器使計算更加簡單。

近場和遠場效應

在距離源很近的地方，很難量化場的影響。正如我們已經看到的，改變電場或“E”場會通過雜散電容在導體中感應出位移電流，而改變磁場或“H”場會在導體中感應出電壓。這是在“近場”中，距離源 r 處的效應按比例減少到 1/r2 或 1/r3。在更遠的“遠場”中，這些效應轉化為組合電磁 (EM) 輻射，以 1/r 的速率下降。這是通過假設輻射是全向的而得出的結論。近場和遠場之間的邊界取決于源的物理尺寸 D 和波長 λ，盡管可以近似為：

對于源尺寸 <λ，r = λ/2π

對于源尺寸 >λ，r = 2D2/λ

關于典型的功率轉換器基本開關頻率，源尺寸肯定小于波長，并且 r 在幾十米的范圍內；因此，所有的局部效應都是近場效應。在高次諧波水平，例如在 GHz 量級，對于毫米大小量級的源，邊界在毫米范圍內。EM 輻射標準反映了這一點，規定的限值通常最高為 1 GHz，在相對較短的固定距離處測量。

電流耦合所起的作用

不必要的耦合可以是簡單的電流耦合，即來自源的電流在連接中流動，并降低過高的電壓，或者與其他電流路徑混合產生“串擾”。PCB 走線通常是罪魁禍首，并可能產生顯著的直流電阻：35 μm (1oz) 厚的銅片，長 10 mm，寬 1 mm，在 25°C 時電阻接近 5 mΩ，在 85°C 時電阻上升到 6 mΩ。電流流經該電阻時產生的壓降會疊加到流經同一連接的任何其他功率或信號電流上，從而可能導致干擾。走線對交流的阻抗更復雜，取決于與相鄰走線、接地層和其他元器件的距離。例如，如圖 4 所示，在材料相對介電常數為 εr，間隔為 H 的接地層或簡單微帶線上，寬度為 W、厚度為 t的走線具有以下特性阻抗 Z0：

圖 4：具有特性阻抗 Z0 的 PCB

對于典型的 PCB，εr = 4，H = 0.76 mm，T = 35 μm；因此，1 mm 寬的銅質走線將具有大約 65 ohm 的特性阻抗 Z0。該值非常重要，因為該值與走線中高頻電流的拉電流和灌電流阻抗之間的任何不匹配都會導致開關邊沿出現振鈴現象。

過孔也并不完美

層之間的過孔也可以通過其寄生效應予以表征。如圖 5 所示，如果外徑為 D，內徑為 d，未填充，長度為 T，則電感如下：

L = 2T(ln(4T/d) + 1)nH

同時，電容如下：

圖 5：過孔尺寸

對于典型的未填充過孔，這些值分別為 1.2 nH 和 0.33 pF。此外，直流電阻約為 0.5 mΩ，而熱阻約為 100°C/W。

有時，不可能理想地分離轉換器功率路徑中的電流。如圖 6 所示，經典降壓拓撲就是這樣一個例子，其中公共接地點的“星形”連接為最佳連接，但由于電路的能量存儲和釋放階段有多個電流回路，因此其位置無法達到最佳。此外，反饋信號的最佳公共接地點不一定與功率路徑相同。

圖 6：帶星點接地的 DC/DC 降壓轉換器，實現最佳折中。

結論

本文涉及了實現功率轉換器中元器件和連接之間低交互所需的一些設計考慮因素，這可能有助于實現低傳導和輻射發射以及標準合規性。此外，我們還提供了一些現實生活中的寄生值，以便了解這些影響的規模。RECOM 最近出版的 EMC 知識手冊是本文的主要來源。至于電池充電器，拆卸后發現，盡管有金屬外殼，但沒有安全或 EMI 接地連接，沒有 VDR，沒有安裝“X”電容器的空間，扼流圈位置也被捆扎起來。也許設計者有讓產品通過資格認證的正確想法，但是削減成本的念頭還是蓋過了正確意圖。