推挽式B類功率放大器的基本原理

了解推挽式B類放大器的工作原理，如何計算其效率，以及其性能與電感性負載A類設計的比較。

正如我們在上一篇文章中所討論的，單晶體管B類放大器（圖1）使用高Q諧振電路作為負載來抑制較高的諧波分量。通過使用高Q諧振電路，輸出電壓僅包含基波分量，使放大器能夠忠實地再現輸入信號。通過短接諧波分量，高Q諧振使輸出電壓成為基頻的正弦波，盡管集電極電流是半波整流的正弦波。 

單晶體管B類RF放大器的電路圖。

圖1：單晶體管B類RF放大器。

除了使用高Q電容器，我們還可以通過迫使兩個半正弦波脈沖以相反方向通過負載來消除B級諧波分量。這被稱為推挽式放大器。本文介紹了推挽式配置的基本概念，以及一些示例計算，并將這種放大器類型與電感負載A級進行了比較。

推挽式配置通常在本科階段引入，因此大多數電子工程師至少對其有所了解。然而，這種放大器的射頻和微波實現可能涉及一些額外的復雜性，特別是在目標是在寬頻帶上實現高輸出功率和高效率的情況下。盡管如此，推挽式B類射頻功率放大器的操作與B類音頻功率放大器非常相似。

變壓器耦合推挽式配置

實現推挽放大器有幾種不同的方法。圖2示出了一種通常稱為變壓器耦合推挽功率放大器的配置。它采用兩個B類晶體管——一個在波形的正半周期導通，一個在負半周期工作。

變壓器耦合推挽功率放大器示意圖。

圖2:變壓器耦合推挽功率放大器。

兩個晶體管（Q1和Q2）在交替的半周期內工作。為了驅動這兩個晶體管，我們需要同時擁有輸入信號及其極性反轉版本。請注意，這兩個晶體管都是NPN型。

電源（VCC）連接到變壓器的中心抽頭。根據所示波形，晶體管Q1在第一個半周期內被驅動導通。在該半周期內，晶體管Q2保持關斷。當Q1導通而Q2關斷時，電路可以簡化為圖3所示的電路。

Q1導通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。

圖3. Q1開啟而Q2關閉時的變壓器耦合推挽放大器。

在圖3中，晶體管Q1從VCC引出集電極電流（ic1）。如變壓器點法所示，變壓器次級中的電流流入RL。這產生了輸出電壓的正半周。

圖4顯示了下一個半周期，即Q1關閉而Q2開啟。

Q2導通期間變壓器耦合推挽放大器的示意圖。

圖4.變壓器耦合推挽放大器。Q1關閉，Q2打開。

收集器電流（ic2）再次從VCC中引出。然而，流經初級繞組的電流方向是相反的。這使輸出電流方向反轉，產生輸出電壓波形的負半周。通過這種方式，變壓器適當地組合收集器電流，以在基頻下產生正弦輸出，而不是整流的正弦波。

推挽式和A類布置中的功率條款

圖5顯示了與推挽電路相關的三個功率項（PL、PCC和PTran）如何隨集電極交流電流的幅度變化而變化。圖中還繪制了放大器的功率效率。

推挽式B類功率放大器的功率術語。

圖5.推挽式放大器的電源功率（PCC）、負載功率（PL）、晶體管功率（PTran）和功率效率與集電極電流（ic）的關系。

上圖中使用的參數RL，c定義為

$\left(\frac{m}{n}\right)R_L^2$

這是當另一個晶體管關閉時從每個晶體管的集電極看到的等效負載電阻。

從圖5中可以看出，隨著集電極交流電流（ic）從零增加到最大值，會發生以下情況：

傳遞給負載的功率（PL）隨著ic的平方而增加。

從電源中提取的功率（PCC）呈線性增加。

晶體管中消耗的功率（PTran）在ic的最大值處達到最大值。

每個晶體管中消耗的最大功率是推挽級可以向負載提供的最大功率的五分之一。

讓我們將其與圖6進行對比，圖6再現了電感負載A類配置的功率項。

電感性負載A類放大器的功率條件

圖6.電感負載A類放大器的電源功率（PCC）、負載功率（PL）、晶體管功率（PTran）和功率效率與集電極電流（ic）的關系。

在A級階段，晶體管始終處于偏置狀態。即使沒有施加交流信號，也會從電源中汲取恒定的直流電流。因此，PCC始終保持恒定，即使在沒有交流信號的情況下也保持非零。由于晶體管始終處于偏置狀態，因此大量功率作為熱量浪費在晶體管中。

使用B類放大器，PCC隨集電極電流線性增加。當交流信號的幅度非常小時，晶體管中不會消耗功率，從而獲得更高的效率。

計算推挽放大器的效率

為了計算推挽式配置的效率，我們需要找到從電源汲取的直流功率（PCC）和輸送到負載的交流功率（PL）。我們將從PCC開始。

每個晶體管消耗的電流是半波整流的正弦波。然而，從電源消耗的總電流（上圖中標為icc）是全波整流的正弦波。下圖7顯示了icc波形。T是輸入正弦波的周期，Ip表示流經晶體管的最大電流。

隨著時間的推移，流過推挽式放大器晶體管的電流。

圖7.隨時間推移流經推挽式放大器晶體管的電流總量。

你可以很容易地驗證幅度為Ip的全波整流正弦波具有直流分量

知道這一點，我們可以計算電源提供的平均功率為：

方程式1

現在我們計算輸送到負載的功率?？紤]到變壓器的電流縮放，如果icc的峰值是Ip，則流經負載的電流是振幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)I_p$.

因此，RL兩端的電壓可以寫為：

方程式2

傳輸至負載的平均功率為：

方程式3

方程式3和方程式1一起給出了電路的效率：

方程式4

 為了找到放大器的最大效率，我們需要找到Ip在VCC方面的最大值。我們可以通過注意到集電極電壓的最大擺幅為VCC來找到這種關系。換句話說，假設晶體管的飽和電壓為零（VCE（sat）= 0），集電極電壓可以從零伏擺動到2VCC。

考慮到變壓器的電壓縮放，我們觀察到輸出電壓擺動的最大幅度為(nm)VCC

另一方面，從方程式2中，我們知道輸出擺幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)I_p{R}_L$

將這兩個值相除，我們得到對應于最大電壓擺動的電流幅度：

方程式5

在效率方程式（方程式4）中使用這個，我們找到最大效率：

方程式6

這與單晶體管B類級相同

晶體管中最大功耗

晶體管在不被損壞的情況下可以燃燒的最大功率方面存在局限性。因此，了解給定功率放大器的晶體管中將會消耗多少功率非常重要。

推挽式配置的兩個晶體管中消耗的功率等于電源提供的直流功率減去傳輸到負載的功率（PCC – PL）。每個晶體管消耗該值的一半，得出：

方程式7

其中ic表示集電極交流電流的幅值。通過對此函數求關于ic的導數，我們可以驗證ic的最大值出現在：

方程式8

將該值代入方程式4，我們可以得到每個晶體管中消耗的最大功率：

方程式9

產生相反極性的輸入

如上所述，變壓器耦合推挽配置需要輸入信號和信號的反轉。圖8顯示了如何在推挽配置的輸入端使用中心抽頭變壓器，以從單端輸入信號產生相反極性的信號。

輸入端帶有中心抽頭變壓器的推挽式放大器示意圖。

圖8. 推挽式放大器配置，帶有中心抽頭變壓器，用于輸入信號生成。

初級繞組和次級繞組的兩個部分各具有k匝。在匝數比為1的情況下，輸入信號（vs）出現在次級繞組的兩個繞組上。然而，由于中心抽頭連接到偏置電壓（Vbias），節點A和B的電壓圍繞Vbias沿相反方向擺動。

節點A的電壓與輸入同相，而節點B的電壓相位相差180度。Vbias被適當地選擇以使晶體管剛好偏置在它們的導通點之下?？紤]到這一點，讓我們通過一個例子來工作。

示例：選擇最大輸出功率的匝數比

假設圖8中推挽放大器的晶體管具有以下規格：

最大集電極電流（ic，max）= 1 A。

最大集電極-發射極擊穿電壓（BVCEO）= 40 V。

晶體管在不損壞的情況下可以處理的最大功率（PC，max）= 4 W。

讓我們找到輸出變壓器的適當匝數比，以便為50Ω負載提供最大功率。

首先，我們會找到集電極的電壓和電流擺動。為了找到相應的輸出擺動，我們將用變壓器的匝數比對其進行縮放。我們知道，半正弦波集電極電流的幅度受到晶體管最大允許電流的限制：Ip = ic,max = 1 A。此外，由于集電極電壓從0到2VCC擺動，我們應該選擇電源電壓為BVCEO的一半，以避免損壞晶體管。

因此，我們有VCC=20V，這對應于集電極處的電壓擺幅為20V。變壓器次級側的電流和電壓擺幅為

 $\left(\frac{m}{n}\right)\times 1\text{A}$ and $\left(\frac{n}{m}\right)\times 20\text{V}$

分別地根據歐姆定律，我們可以將輸出電壓和電流擺動與負載電阻聯系起來：

方程式10

最后，我們使用方程9來計算每個晶體管中消耗的最大功率：

方程式11

低于晶體管的最大規定值（PC，max=4W）。

總結一下

我希望你現在對推挽放大器有了基本的了解。在未來的文章中，當我們回到這種配置時，我們將研究一些影響實際射頻和微波推挽放大器性能的挑戰和限制。