一文搞懂PF、PFC、PPFC、APFC
理解交流供電的特殊性
本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/202403/456439.htm理解供電廠與用電設備模型
●供電廠提供的為交流電,也就是說,供電廠提供的能量是呈現出正弦形式的波動的,而不是一直持續(xù)不變的功率。
●電廠到用電設備之間的傳輸線是有電阻的,這些電阻會消耗能量。
●用電設備有電阻性的,也有電容和電感性的。
各種負載類型的設備的等效電路
各種負載的情況
●下圖示出了4種類型負載的消耗能量的情況
詳細分析各種負載的情況(電阻V.S. 感容)
●由前面的圖可以看到,消耗的功率=U*I,電阻消耗的總是正功,而電容和電感卻不是,一會正功,一會負功,也就是說,電感和電容一會從供電廠吸取能量,一會向供電廠提供能量。
★這個現象的原因是,電感和電容屬于儲能設備,本身不消耗能量。
●在這個儲能放能的過程中,能量都被消耗在了供電線上了,用電設備由于沒有消耗能量,供電廠不能收取電費,但供電廠依然需要架設對應的供電設備,并且不停的提供能量。
詳細分析各種負載的情況(二極管的情況)
●二極管形成的整流電路,加上電容,用來產生直流輸出,這是一種很常見的結構,只有在AC電壓比電容電壓高時,二極管才能導通,此時才有電流,為了提供整個周期的功率,在此范圍內必須有很大的電流,也就是說,AC源必須在短短的時間內提供夠用很長一端時間的能量給設備。
★由于供電廠只能產生正弦形式的功率輸出,為了達到這個目的,供電廠必須建設遠超出正常消耗的供電設備,以維持用電設備的用電。
理解PF和THD
●為了描述這種電容電感導致的,電流和電壓不同步的情況,引入功率因數的定義。
●用電流和電壓的相位角之差的余弦值作為功率因數。
★PF大還是小比較好?
總諧波失真(THD)
●非正弦的周期波形能夠拆分成傅里葉級數,這樣就得到了該周期波形的基波和各次諧波。
●用總諧波失真來表示各次諧波的大小,在供電領域,諧波的大小特指流的大小。
★THD大還是小比較好。
諧波失真的危害
●供電廠產生的電流波形是基波的正弦,而其他高次諧波的波形是供電廠無法產生的,因此供電廠必須使出額外的力氣來產生所有的高次諧波,因此THD實際上描述了供電廠必須具備的額外供電能力,或者說做的無效功。
●諧波失真的其他危害還表現在產生了一些高頻的信號,這些信號會干擾其他設備,這個干擾可以通過線路傳導,也可以通過輻射傳播,線路傳導稱為RFI,輻射傳播稱為EMI。
總諧波失真的具體計算
●諧波失真描述的是一堆正弦信號,或者說交流信號,交流信號講究的是有效值,因此必須使用方和根來計算,其公式如下:
★第一步,求出每一個高次諧波和基波的比值;
★第二步,比值求和,理論上H可以取到無窮大,但實際應用中,H不會取很大,一般幾十就足夠精確了;
★第三步,開方。
諧波失真的圖形表示
●總諧波失真代表了供電能力的浪費,而高次諧波的幅度則代表了電磁干擾的強度,因此通常還會使用圖標來表示諧波失真,這樣可以比較形象的看出諧波失真的電磁干擾危害程度。
偶次諧波和奇次諧波
●仔細觀察可以發(fā)現,電流諧波失真圖上,偶次諧波的分量幾乎為0。
●這個不是偶然,在電力領域,談到諧波失真,都不需要考慮偶次諧波,只考慮奇次諧波,因為偶次諧波分量可以忽略。
●偶次諧波分量為0的原因在于電流波形總是呈現正負對稱的形式,這種對稱波形稱為奇諧波形,其偶次分量為0,其分析如下:
考慮THD后的PF
●真實應用中,設備往往同時包含電容/電感和有源器件,因此電流波形既表現出和電壓正弦的相位差,又表現出非正弦特性,如下圖,此時,功率因素的定義為:
小結
●現在可以看到,對用電設備的友好性可以用PF來衡量,很多時候PF和THD是存在關系的,THD越大,PF越低,但THD小不意味著PF高,還要考慮電流相位的影響。
●THD既要小,同時還要在高頻處的諧波分量盡量的小,以減少干擾。
PPFC原理及實現思路
●PF低的原因有2個,電容或電感引起的電流相位偏移,有源器件引起的波形失真。
●提高PF的電路稱為PFC電路,PFC的思路也是分為2個:
★增加補償電路,比如負載為電容,就在供電線路上加入電感,這種方法稱為無源PFC,常用于只有相位偏移的場合;
★對于開關電源來說,主要的問題是波形失真,因此不能采用無源PFC,只能采用其他方法,這些方法統(tǒng)稱為有源PFC。
--有源PFC也分2種,一種是PPFC(被動式PFC),另一種是APFC(主動式PFC)。
--有時候,將無源PFC也歸為被動式,這樣PFC分P和A兩類,P又包括無源和有源兩種。
PPFC電路
●使用一種稱為逐流電路的結構可以提高開關電源的PF值。
★注意逐流電路的連接,當VDC比2個電容電壓加起來還高時,逐流電路充電,當VDC比2個電容電壓并聯(lián)的電壓低時,逐流電路放電,當VDC介于兩者之間時,逐流電路既不放電也不充電。
★兩個電容完全相同,因此電容的電壓總是會自動保持相等。
逐流電路提高PF值的方法
●假如沒有逐流電路,當VAC<VDC時,二極管就會截止,只有VAC>VDC時,二極管才導通,加上逐流電路后,當VAC小于兩個電容電壓之和時,二極管依然導通,直到VAC小于電容電壓,這無形中延長了二極管導通的時間。
★假設VAC為220V,VDC穩(wěn)定在200V,那么無逐流電路時,只有VAC>200V,二極管才導通,有逐流電路時,VAC>100V,二極管就導通。
逐流電路的疊加
●從前面的分析可以看到,逐流電路是通過二極管環(huán)向,使得電容是串聯(lián)充電,并聯(lián)放電,串聯(lián)時數量為2,因此充放電區(qū)間的電壓落差為2倍。
●如果希望提高逐流電路的PFC效果,可以將電壓落差加大,增加到3,甚至4。
APFC原理及實現思路
APFC的原理
●開關電源的波形失真的罪魁禍首是整流橋后面的電容,使用逐流電路后可以緩解這個問題,但不能根除,而主動式PFC能夠根除這個問題。
●主動式PFC的方法是直接將整流橋后面的電容直接去掉,讓輸入電流持續(xù)。
★光讓電流持續(xù)還不夠,還必須讓整流橋后面的部分看起來像一個電阻,使得電流是隨著輸入電壓的變化而變化的。
★因為開關電源在整流橋后面是一個電感負載,電感的電流電壓關系為:
★所以開關電源需要控制t,來使得?vdt和V成正比。
APFC的形式
●開關電源是通過開關切換來間歇式的將能量傳遞過去,因此不可能使瞬時電流呈現出一個連續(xù)平滑的正弦波形,只能使平均電流波形呈現出正弦波形。
★一共有3種形式的電流波形,對應3種模式CCM,BCM(CRM),DCM。
電流平滑
●開關電源只能制造鋸齒形的電流,而PFC要求較平滑的電流,否則電流THD會很大,因此,需要在輸入端加一個電流低通濾波電路。
★電流濾波使用電感和電容,電感對電流進行平滑,而電容儲存能量,應付PFC過程中的電流突變。
3種模式的對比
●這三種模式,其本質上的區(qū)分是流過電感的電流。
★CCM,電感電流是連續(xù)的;
★BCM,電感電流不連續(xù),但不會持續(xù)為0;
★DCM,電感電流有持續(xù)為0的時候。
●從電源功率來說:CCM > BCM > DCM。
★理論上來說,高功率的也可以用于低功率,但CCM的控制環(huán)路存在巨大缺陷,無法做到高切換頻率,因此在小功率段通常是不使用CCM的。
BCM的實現方法
●要讓BCM的平均電流為正弦,需要兩個條件:
★流過電感的電流的峰值包絡為正弦;
★輸入平均電流和電感峰值成比例。
●對于第二個條件,除了boost外,其他拓撲都做不到,如下圖所示:
★Boost拓撲在整個周期內都有輸入電流,平均電流正好是包絡電流的1/2,而對于其他拓撲,只有在TON時間內,輸入電流才有,Toff時間內輸入電流為0,這樣就導致平均電流和峰值電流并不是一個固定的比例關系。
Boost實現BCM的方法
●電路需要得到2個時間點,當前周期的TON結束和當前周期的TOFF結束的時刻。
★當前周期的TON結束由電流峰值比較器來檢測,而TOFF的結束由過零比較器來檢測。
導通時間的問題
●仔細觀察BCM,可以看到導通時間貌似是恒定的,這個不是故意畫得一樣,而是有原因的
●電感上的電流可以用如下公式來表示:
●這個公式可以看到,電感上的電流直線上升,上升斜率取決于輸入電壓,而上升的終點同樣取決于輸入電壓,這樣就導致導通時間最終和輸入電壓無關了。
PFC方法的改進-固定導通時間
●又前面的分析可知,Boost實現PFC后,導通時間變成恒定了,那么反過來,一上來就將導通時間設成恒定,是不是也能實現PFC,答案是肯定的。
★改進后,就成了主動固定導通時間,因而省掉了峰值電流比較電路。
★固定導通時間是目前非常主流的PFC技術,適合用數字控制,計數器產生固定寬度的正脈沖,每次過零比較器檢測到退磁點,便產生一個正脈沖。
PFC電源調整輸出電壓的方法
●很多電源都有穩(wěn)壓的需求,所謂穩(wěn)壓實際上就是調整電源傳遞的能量,對于固定導通時間來說,調整峰值電流的包絡線就可以調整平均電流,也就調整了輸入功率,進而調整了輸出電壓。
★因為輸入電壓為AC,總是不變的,因此電感上電流斜率是不變的,縮放包絡線后,相當于改變了峰值電流比較器的閾值,電感上的電流三角波會變化,包絡線越矮,平均電流越小,輸出功率越低,TON時間越短,開關的切換頻率越高。
輸出穩(wěn)壓的方法
●由前面的分析可知,要調整輸出電壓,只需要調整TON即可,因此將輸出電壓反饋回來,調整TON即可。
BCM的問題和解決
●BCM的特點是輸出功率越低,切換頻率越高,如果電源本身需要在較大的輸出功率內切換,比如調光,需要在1%-100%之內切換,開關管的切換頻率也需要接近100倍的變化范圍。
★這么大的變化范圍是無法實現的,無論是MOS還是電感,都不可能在這么大的切換頻率內始終保持最優(yōu)工作狀態(tài)。
●解決方法是在每個周期插入死區(qū)等待時間,使BCM變成DCM模式。
加入死區(qū)等待的DCM
●如果需要降低輸入電流,可以不調整TON ,但是在每個切換周期后面增加等待時間,輸入電流降低越多,等待時間越長,在TON不變的情況下,輸入電流越低,頻率越低。
★如果調整范圍不大的話,加入死區(qū)等待就足夠了,如果調整范圍大的話,可以結合死區(qū)等待和包絡線調整,或者以一個為主,另一個為輔,比如以包絡線為主,死區(qū)等待為輔,或者使用兩個技術實現更精細的調整。
--數字控制的方式,TON的最小調整粒度為1個TCLK ,而引入死區(qū)等待(補償)后,最下調整粒度可以高于一個TCLK。
結合死區(qū)等待后的穩(wěn)壓算法
●同時使用調節(jié)TON和TDEAD后,控制算法會變得復雜,一種算法思路如下:
★以TON為主來調節(jié)輸出功率,通過TON調節(jié)包絡線的高度,TDEAD存在完全是為了調節(jié)頻率,這樣就得到了2種方法:
--先調TON , TON調不動了后再調TDEAD ,或者先調TDEAD,再調TON;
--先調TON , TON調不動了后再調TDEAD ,或者先調TDEAD,再調TON;
對比幾種算法
●從開發(fā)難度來說,一次調一個參數肯定比一次調多個參數要簡單,但一次調多個參數可以實現更豐富的算法,比如對參數進加權,就可以實現不同的曲線效果,甚至可以做到自始至終切換頻率不變。
★注意到兩個參數的曲線總是不同趨勢的, TON增加,切換頻率降低,而TDEAD 減少,切換頻率升高,因此理論上可以做到切換頻率不變。
死區(qū)時間的多周期均衡關系
●在BCM情況下,平均電流天然就是正弦,而引入死區(qū)等待后,變成DCM,平均電流不再能天然正弦,這個時候需要使用數字算法來均衡每個周期的TDEAD,使平均電流依然既能保持正弦形狀。
★所謂均衡,就是指插入到各個周期內的TDEAD保持一定的關系。
●均衡算法的開發(fā)思路如下:
擴展到其他拓撲
●前面分析過,Boost相比其他拓撲的優(yōu)勢在于 TON和 TON都有輸入電流,但引入死區(qū)時間后,TDEAD還是沒有電流,此時Boost相比其他拓撲的優(yōu)勢實際上沒有了,因此可以使用任何拓撲來實現PFC。
●假設依然使用固定導通時間,其他拓撲的TDEAD均衡算法開發(fā)思路如下:
PFC和恒流的沖突
●前面都是通過調節(jié)輸出電壓來調整輸出功率,但很多應用中是通過調節(jié)輸出電流來調整輸出功率的,這就給PFC帶來了很大的一個難題。
★穩(wěn)壓和穩(wěn)流最大的不同,在于穩(wěn)壓只需要保證很長一段時間內平均輸出電壓恒定即可,而目前的穩(wěn)流技術則需要使得每個切換周期的電流都保持恒定。
--為什么電壓可以看一段時間平均電壓,因為負載端都帶有大電容,這個電容上的電壓就是一段時間內的平均電壓,將這個電壓采樣反饋到輸入,就可以調節(jié)平均電壓。
--而電流則不行,目前沒有方法能讓每個周期電流都變化,而平均電流在一段時間內保持恒定,因為沒有辦法來采樣一段時間內的平均電流。
●PFC要求電流為正弦狀,也就是每個周期都不一樣,而恒流要求電流每個周期都一樣,這樣就形成了一對不可調和的矛盾。
解決PFC和恒流的沖突
●目前沒有看到有很好的方法能夠簡單的同時提高PF和恒流精度,已知的幾種方法如下:
★采樣2級方案,第一級為Boost,實現高PF,第二級實現恒流,這樣就避開了兩者的沖突,但缺點是成本高;
★采用切分周期的方法,將一個AC周期分成多個時間段,一些時間做PFC,另一些時間做恒流,如下圖所示,這樣可以單級實現,但效果相比2級就要差一些了。
●對于大功率,成本不敏感的場合來說,使用2級方案是很合適的,但對于成本敏感的場合,就需要下很大的功夫來進行優(yōu)化了。
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