高速的挑戰(zhàn) – 傳輸鏈路的損耗和均衡

高速總線升級迭代的矛盾在于，消費者對性能的需求驅(qū)動著信號速率成倍的增長，消費者對便捷性的需求使得傳輸線無法縮短，消費者對低成本的追求要求PCB板材和傳輸線不能太貴，這就導致ISI抖動變得越來越嚴重。均衡(Equalization)就是為了應對ISI抖動，而被廣泛應用的黑科技。既然ISI抖動的根源，是傳輸鏈路對不同頻率信號損耗的差異，均衡就是要想辦法補償?shù)暨@個差異，讓不同頻率信號的幅度都能保持均勻。

根據(jù)均衡技術(shù)所使用的位置，一般分為發(fā)送端均衡(Tx EQ)和接收端均衡(Rx EQ)。

發(fā)送端均衡一般采用前向均衡（FFE, Feed Forward Equalization) 技術(shù)，用一組移位寄存器配合乘法器和加法器，根據(jù)當前bit位r(n)受到前若干bits r(n-1) 、r(n-2) 、r(n-3)…的影響，來修正r(n)的電壓值。典型的表達式是：

e(n)=r(n)*k1+r(n-1)*k2+…

這個表達式有N項，就稱之為N階FFE，代表當前bit的電平，受到自身及前(N-1) bits的影響。在高速串行中應用最廣泛的“預加重/去加重“(Pre/De-emphasis)技術(shù)，就是一個二階的FFE，它會根據(jù)當前bit和前1 bit的邏輯狀態(tài)，來調(diào)整當前bit的電平。

我們來看一個Pre-emphasis的真實案例。當發(fā)送端的信號不做任何處理時，發(fā)送端眼圖是很完美的；一旦信號經(jīng)過長背板傳輸之后，嚴重的ISI抖動會導致眼圖幾乎閉合(例1)。當發(fā)送端增加3.5dB預加重時，會將頻率較高的跳變沿信號(Transition Bits，指的是與前一bit邏輯狀態(tài)不同的bit，如01碼型中的1，或110碼型中的0等) 的幅度增強3.5dB。這些預先的增強會部分抵消長背板的損耗，從而不同碼型的電平在到達接收端時基本相等，ISI抖動就大幅降低了。接收端的眼圖無論是眼高眼寬，還是抖動，都有非常明顯的改善(例2)。

圖20：發(fā)送端均衡對眼圖的影響

如果說發(fā)送端均衡是未雨綢繆，那么接收端均衡就是亡羊補牢。當ISI 抖動已經(jīng)傳遞到了接收端，接收端應該如何進行均衡，嘗試得到更好的眼圖呢？接收端均衡一般采用CTLE(連續(xù)時間線性均衡)或DFE（負反饋均衡），或二者結(jié)合的方式，來降低數(shù)據(jù)的ISI抖動。

DFE均衡和FFE類似，不同的是DFE有負反饋調(diào)節(jié)功能。通過負反饋，可以自適應均衡系數(shù)，以達到最佳的均衡效果。同時, DFE不僅能消除ISI抖動，對于通道間的串擾也能提供一定的補償效果，對于信號完整性的提升用處很大。

CTLE 的實現(xiàn)方法和FIR濾波器有點像，實現(xiàn)的是一個近似帶通濾波器的效果。下圖是一組典型的CTLE濾波器，低頻衰減大，而高頻衰減小。這個濾波曲線，和傳輸鏈路的損耗正好形成互補(傳輸鏈路插入損耗是低頻衰減小，而高頻衰減大)。在接收端，實現(xiàn)了不同頻率間均勻的總體損耗，從而降低了ISI抖動。CTLE和DFE/FFE不同，它不依賴參考時鐘，在連續(xù)時間域上對信號進行均衡；而DFE/FFE是數(shù)字域上的均衡，必須要先有參考時鐘，來區(qū)分不同的bit，才能進行均衡。接收端常常使用CTLE和DFE的組合，先用CTLE打開近乎閉合的眼圖，恢復出時鐘，再用DFE進一步均衡補償。

圖21：典型的CTLE均衡類似于帶通濾波器

設(shè)計工程師為了解決ISI問題，常常需要在鏈路損耗和均衡技術(shù)之間做出綜合考慮。泰克的SDLA軟件可以模擬發(fā)送端的Tx EQ和接收端的Rx EQ，還能模擬傳輸鏈路的不同損耗。

圖22：SDLA軟件支持發(fā)送端、接收端均衡，以及鏈路嵌入/去嵌模擬

讓你在產(chǎn)品設(shè)計的初期，就能預估鏈路的ISI抖動，探索和嘗試最佳的均衡組合以降低ISI抖動，大幅減少產(chǎn)品研發(fā)的時間。

圖23：發(fā)送端眼圖，通過SDLA通道嵌入得到的接收端眼圖，通過SDLA接收機均衡得到的最終眼圖