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          解析LLC諧振半橋變換器的失效模式

          作者: 時(shí)間:2024-04-26 來源:安森美 收藏

          在功率轉(zhuǎn)換市場(chǎng)中,尤其對(duì)于通信/服務(wù)器電源應(yīng)用,不斷提高功率密度和追求更高效率已經(jīng)成為最具挑戰(zhàn)性的議題。對(duì)于功率密度的提高,最普遍方法就是提高開關(guān)頻率,以便降低無源器件的尺寸。零電壓開關(guān)()拓?fù)湟蚓哂袠O低的開關(guān)損耗、較低的器件應(yīng)力而允許采用高開關(guān)頻率以及較小的外形,能夠以正弦方式對(duì)能量進(jìn)行處理,開關(guān)器件可實(shí)現(xiàn)軟開閉,因此可以大大地降低開關(guān)損耗和噪聲。

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/202404/458125.htm

          在這些拓?fù)渲校葡?a class="contentlabel" href="http://www.ex-cimer.com/news/listbylabel/label/ZVS">ZVS全橋拓?fù)湓谥?、高功率?yīng)用中得到了廣泛采用,因?yàn)榻柚β?a class="contentlabel" href="http://www.ex-cimer.com/news/listbylabel/label/MOSFET">MOSFET的等效輸出電容和變壓器的漏感可以使所有的開關(guān)工作在狀態(tài)下,無需額外附加輔助開關(guān)。然而,ZVS范圍非常窄,續(xù)流電流消耗很高的循環(huán)能量。

          關(guān)于移相全橋拓?fù)渲泄β?a class="contentlabel" href="http://www.ex-cimer.com/news/listbylabel/label/MOSFET">MOSFET的失效問題,其主要原因是:在低反向電壓下,MSOFET體二極管的反向恢復(fù)較慢。另一失效原因是:空載或輕載情況下,出現(xiàn)Cdv/dt直通。在諧振中的一個(gè)潛在失效模式與由于體二極管反向恢復(fù)特性較差引起的直通電流相關(guān)。即使功率的電壓和電流處于安全工作區(qū)域,反向恢復(fù)dv/dt和擊穿dv/dt也會(huì)在如啟動(dòng)、過載和輸出短路的情況下發(fā)生。

          諧振半橋

          諧振與傳統(tǒng)諧振變換器相比有如下優(yōu)勢(shì):

          ■ 寬輸出調(diào)節(jié)范圍,窄開關(guān)頻率范圍

          ■ 即使空載情況下,可以保證ZVS

          ■ 利用所有的寄生元件,來獲得ZVS

          LLC諧振變換器可以突破傳統(tǒng)諧振變換器的局限。正是由于這些原因,LLC諧振變換器被廣泛應(yīng)用在電源供電市場(chǎng)。LLC諧振半橋變換器拓?fù)淙鐖D1所示,其典型波形如圖2所示。圖1中,諧振電路包括電容Cr和兩個(gè)與之串聯(lián)的電感Lr和Lm。作為電感之一,電感Lm表示變壓器的勵(lì)磁電感,并且與諧振電感Lr和諧振電容Cr共同形成一個(gè)諧振點(diǎn)。

          重載情況下,Lm會(huì)在反射負(fù)載RLOAD的作用下視為完全短路,輕載情況下依然保持與諧振電感Lr串聯(lián)。因此,諧振頻率由負(fù)載情況決定。Lr和Cr決定諧振頻率fr1,Cr和兩個(gè)電感Lr、Lm決定第二諧振頻率fr2,隨著負(fù)載的增加,諧振頻率隨之增加。諧振頻率在由變壓器和諧振電容Cr決定的最大值和最小值之間變動(dòng),如公式1、2所示。

          圖片.png(公式1)

          圖片.png(公式2)

          圖片.png

          圖1. LLC諧振變換器

          圖片.png

          圖2. LLC諧振變換器的典型波形

          LLC諧振變換器的失效模式

          ◆ 啟動(dòng)失效模式

          圖片.png

          圖3. 啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET的測(cè)得波形

          圖片.png

          圖4. 啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET的仿真波形

          圖3和圖4給出了啟動(dòng)時(shí)功率MOSFET前五個(gè)開關(guān)波形。在變換器啟動(dòng)開始前,諧振電容和輸出電容剛好完全放電。與正常工作狀況相比,在啟動(dòng)過程中,這些空電容會(huì)使低端開關(guān)Q2的體二極管深度導(dǎo)通。因此流經(jīng)開關(guān)Q2體二極管的反向恢復(fù)電流非常高,致使當(dāng)高端開關(guān)Q1導(dǎo)通時(shí)足夠引起直通問題。啟動(dòng)狀態(tài)下,在體二極管反向恢復(fù)時(shí),非??赡馨l(fā)生功率MOSFET的潛在失效。圖5給出了LLC諧振半橋變換器啟動(dòng)時(shí)的簡(jiǎn)化波形。

          圖6給出了可能出現(xiàn)潛在器件失效的工作模式。在t0~t1時(shí)段,諧振電感電流Ir變?yōu)檎?。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài),諧振電感電流流過MOSFET Q1溝道。當(dāng)Ir開始上升時(shí),次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。因此,式3給出了諧振電感電流Ir的上升斜率。因?yàn)閱?dòng)時(shí)vc(t)和vo(t)為零,所有的輸入電壓都施加到諧振電感Lr的兩端。這使得諧振電流劇增。

          圖片.png(公式3)

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          圖5. 啟動(dòng)狀態(tài)下潛在失效模式的簡(jiǎn)化波形

          在t1~t2時(shí)段,MOSFET Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷,諧振電感電流開始流經(jīng)MOSFET Q2的體二極管,為MOSFET Q2產(chǎn)生ZVS條件。這種模式下應(yīng)該給MOSFET Q2施門極信號(hào)。由于諧振電流的劇增,MOSFET Q2體二極管中的電流比正常工作狀況下大很多。導(dǎo)致了MOSFET Q2的P-N結(jié)上存儲(chǔ)更多電荷。

          在t2~t3時(shí)段,MOSFET Q2施加門極信號(hào),在t0~t1時(shí)段劇增的諧振電流流經(jīng)MOSFET Q2溝道。由于二極管D1依然導(dǎo)通,該時(shí)段內(nèi)諧振電感的電壓為:

          圖片.png

          該電壓使得諧振電流ir(t)下降。然而,

          圖片.png

          很小,并不足以在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)使電流反向。在t3時(shí)刻,MOSFET Q2電流依然從源極流向漏極。另外,MOSFET Q2的體二極管不會(huì)恢復(fù),因?yàn)槁┰礃O之間沒有反向電壓。下式給出了諧振電感電流Ir的上升斜率:

          圖片.png(公式4)

          在t3~t4時(shí)段,諧振電感電流經(jīng)MOSFET Q2體二極管續(xù)流。盡管電流不大,但依然給MOSFET Q2的P-N結(jié)增加儲(chǔ)存電荷。在t4~t5時(shí)段,MOSFET Q1通道導(dǎo)通,流過非常大的直通電流,該電流由MOSFET Q2體二極管的反向恢復(fù)電流引起。這不是偶然的直通,因?yàn)楦?、低端MOSFET正常施加了門極信號(hào);如同直通電流一樣,它會(huì)影響到該開關(guān)電源。這會(huì)產(chǎn)生很大的反向恢復(fù)dv/dt,有時(shí)會(huì)擊穿MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效,并且當(dāng)采用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí),這種失效機(jī)理將會(huì)更加嚴(yán)重。

          圖片.png

          (a) t0-t1

          圖片.png

          (b) t1-t2

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          (c) t2-t3

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          (d) t3-t4

          圖片.png

          (e) t4-t5

          圖6. LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

          過載失效模式

          圖7給出了不同負(fù)載下LLC諧振變換器的直流增益特性曲線。根據(jù)不同的工作頻率和負(fù)載可以分為三個(gè)區(qū)域。諧振頻率fr1的右側(cè)(藍(lán)框)表示ZVS區(qū)域,空載時(shí)最小第二諧振頻率fr2的左側(cè)(紅框)表示ZCS區(qū)域,fr1和fr2之間的可能是ZVS或者ZCS,由負(fù)載狀況決定。所以紫色的區(qū)域表示感性負(fù)載,粉色的區(qū)域表示容性負(fù)載。圖8給出了感性和容性負(fù)載下簡(jiǎn)化波形。當(dāng)開關(guān)頻率fs<fr2,諧振電路的輸入阻抗為容性。因此,諧振電路電流超前于MOSFET兩端電壓的基波量;MOSFET電流在其開通后為正,在其關(guān)斷前為負(fù)。

          圖片.png

          圖8. 容性負(fù)載(a)和感性負(fù)載(b)時(shí)的簡(jiǎn)化波形

          MOSFET在零電流處關(guān)斷。在MOSFET開通前,電流流過另一個(gè)MOSFET的體二極管。當(dāng)MOSFET開關(guān)開通,另一個(gè)MOSFET體二極管的反向恢復(fù)應(yīng)力很大。由于大反向恢復(fù)電流尖峰不能夠流過諧振電路,它將流過另一個(gè)MOSFET。這就會(huì)產(chǎn)生很大的開關(guān)損耗,并且電流和電壓尖峰能夠造成器件失效。因此,變換器需要避免工作在這個(gè)區(qū)域。

          對(duì)于開關(guān)頻率fs>fr1,諧振電路的輸入阻抗為感性。MOSFET電流在開通后為負(fù),關(guān)斷前為正。MOSFET開關(guān)在零電壓處開通。因此,不會(huì)出現(xiàn)米勒效應(yīng)從而使開通損耗最小化。

          MOSFET的輸入電容不會(huì)因米勒效應(yīng)而增加。而且體二極管的反向恢復(fù)電流是正弦波形的一部分,并且當(dāng)開關(guān)電流為正時(shí),會(huì)成為開關(guān)電流的一部分。因此,通常ZVS優(yōu)于ZCS,因?yàn)樗梢韵煞聪蚧謴?fù)電流、結(jié)電容放電引起的主要的開關(guān)損耗和應(yīng)力。

          圖9給出了過載情況下工作點(diǎn)移動(dòng)軌跡。變換器正常工作在ZVS區(qū)域,但過載時(shí),工作點(diǎn)移動(dòng)到ZCS區(qū)域,并且串聯(lián)諧振變換器特性成為主導(dǎo)。過載情況下,開關(guān)電流增加,ZVS消失,Lm被反射負(fù)載RLOAD完全短路。

          這種情況通常會(huì)導(dǎo)致變換器工作在ZCS區(qū)域。ZCS(諧振點(diǎn)以下)最嚴(yán)重的缺點(diǎn)是:開通時(shí)為硬開關(guān),從而導(dǎo)致二極管反向恢復(fù)應(yīng)力。此外,還會(huì)增加開通損耗,產(chǎn)生噪聲或EMI。

          圖片.png

          圖9. 依賴負(fù)載條件LLC諧振變換器的工作點(diǎn)

          二極管關(guān)斷伴隨非常大的dv/dt,因此在很大的di/dt條件 下,會(huì)產(chǎn)生很高的反向恢復(fù)電流尖峰。這些尖峰會(huì)比穩(wěn)態(tài)開關(guān)電流幅值大十倍以上。該大電流會(huì)使MOSFET損耗大大增加、發(fā)熱嚴(yán)重。MOSFET結(jié)溫的升高會(huì)降低其dv/dt的能力。在極端情況下,損壞MOSFET,使整個(gè)系統(tǒng)失效。在特殊應(yīng)用中,負(fù)載會(huì)從空載突變到過載,為了能夠保持系統(tǒng)可靠性,系統(tǒng)應(yīng)該能夠在更惡劣的工作環(huán)境中運(yùn)行。

          圖片.png

          圖10. 過載時(shí)功率MOSFET的測(cè)量波形

          圖片.png

          圖11. 過載時(shí)功率MOSFET的仿真波形

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          圖12. 過載時(shí)潛在失效模式的簡(jiǎn)化波形

          圖10和圖11給出了過載時(shí)功率MOSFET開關(guān)波形。電流尖峰發(fā)生在開通和關(guān)斷的瞬間??梢员徽J(rèn)作是一種“暫時(shí)直通”。圖12給出了過載時(shí)LLC諧振變換器的簡(jiǎn)化波形,圖13給出了可能導(dǎo)致器件潛在失效問題的工作模式。

          在t0~t1時(shí)段,Q1導(dǎo)通,諧振電感電流Ir為正。由于MOSFET Q1處于導(dǎo)通狀態(tài),諧振電流流過MOSFET Q1溝道,次級(jí)二極管D1導(dǎo)通。Lm不參與諧振,Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。

          在t1~t2時(shí)段,Q1門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)開通,Q2關(guān)斷,輸出電流在t1時(shí)刻為零。兩個(gè)電感電流Ir和Im相等。次級(jí)二極管都不導(dǎo)通,兩個(gè)輸出二極管反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因?yàn)檩敵龆伺c變壓器隔離,Lm與Lr串聯(lián)參與諧振。

          在t2~t3時(shí)段,MOSFET Q1依然施加門極信號(hào),Q2關(guān)斷。在這個(gè)時(shí)段內(nèi),諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導(dǎo)通,D1反向偏置,輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。

          在t3~t4時(shí)段,關(guān)斷MOSFET Q1和Q2的門極信號(hào),諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極管,這就為MOSFET Q1創(chuàng)造了ZCS條件。

          在t4~t5時(shí)段,MOSFET Q2開通,流過一個(gè)很大的直通電流,該電流由MOSFET Q1體二極管的反向恢復(fù)電流產(chǎn)生。這不是偶然的直通,因?yàn)楦?、低端MOSFET正常施加了門極信號(hào);有如直通電流一樣,它會(huì)影響到該開關(guān)電源。這會(huì)形成很高的反向恢復(fù)dv/dt,時(shí)常會(huì)擊穿MOSFET Q2。這樣就會(huì)導(dǎo)致MOSFET失效,當(dāng)使用的MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性較差時(shí),這種失效機(jī)理會(huì)更加嚴(yán)重。

          圖片.png

          (a) t1-t2

          圖片.png

          (b) t1-t2

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          (c) t2-t3

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          (d) t3-t4

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          (e) t4-t5

           圖13. 過載時(shí)LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式

          ◆ 短路失效模式

          最壞情況為短路。短路時(shí),MOSFET導(dǎo)通電流非常高 (理論上無限高),頻率也會(huì)降低。當(dāng)發(fā)生短路時(shí),諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡(jiǎn)化為由Cr和 Lr組成的諧振電路,因?yàn)镃r只與Lr發(fā)生諧振。因此圖12 省略了t1~t2時(shí)段,短路時(shí)次級(jí)二極管在CCM模式下連續(xù) 導(dǎo)通。短路狀態(tài)下工作模式幾乎與過載狀態(tài)下一樣,但 是短路狀態(tài)更糟糕,因?yàn)榱鹘?jīng)開關(guān)體二極管的反向恢復(fù) 電流更大。

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          圖14. 短路時(shí)功率MOSFET的測(cè)量波形

          圖片.png

          圖15. 短路時(shí)功率MOSFET的仿真波形

          圖14和圖15給出了短路時(shí)功率MOSFET的開關(guān)波形。短路的波形與過載下的波形類似,但是其電流的等級(jí)更高,MOSFET結(jié)溫度更高,更容易失效。



          關(guān)鍵詞: LLC MOSFET ZVS 變換器

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