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          雙極性結型晶體管的開關損耗

          作者: 時間:2024-05-09 來源:EEPW編譯 收藏

          在SPICE仿真的幫助下,我們研究了當BJT用作開關時發(fā)生的兩種類型的功耗。

          本文引用地址:http://www.ex-cimer.com/article/202405/458502.htm

          (BJT)既可以用作小信號放大器,也可以用作開關。盡管現在你在電路板上看不到很多分立的BJT放大器——使用運算放大器要方便有效得多——但作為開關連接的BJT仍然很常見。

          BJT開關通常用于阻斷或向有刷直流電機、燈或螺線管等負載輸送電流。它們有時也出現在更高頻率的開關應用中,如開關模式調節(jié)器或D類放大器。圖1顯示了BJT開關的兩種常見應用:高強度LED照明(左)和繼電器控制(右)。兩個開關都由微控制器上的通用輸入/輸出引腳驅動。

          用于不同應用的兩個BJT開關。

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          圖1。BJT作為開關的兩個例子。 

          在設計BJT開關電路時,我們的重點往往是正確控制晶體管和驅動負載所需的電流和電壓。然而,考慮功耗也很重要,尤其是在電池供電或高環(huán)境溫度應用中。如果我們不這樣做,BJT的損耗可能會使部件溫度升高到性能受損甚至熱失效的程度。至少,功耗會降低交換機的效率。

          在本文中,我們將關注兩種主要類型的功率耗散:傳導損耗和過渡損耗。

          BJT傳導損耗

          作為開關,BJT始終以兩種模式之一運行:

          完全關閉。無負載電流可以流動,功耗基本為零。

          完全開啟。負載電流自由流動,功耗低但非零。

          在導通狀態(tài)下,負載電流從BJT的集電極流到其發(fā)射極。還需要基極到發(fā)射極電流以使集電極到發(fā)射極導通成為可能。這兩條電流路徑的總功耗稱為傳導損耗(PC)。我們可以使用以下公式進行計算:

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          VBE是基極-發(fā)射極結兩端的電壓

          VCE是集電極-發(fā)射極結兩端的電壓

          IB是基本電流

          IC是集電極電流。

          在導通過程中,VBE通常在700 mV左右。當BJT處于飽和(這是開關應用的首選模式)時,VCE約為200 mV。我們可以通過假設這些固定值,然后通過標準電路分析技術確定基極和集電極電流,來獲得導通損耗的粗略估計。

          估算傳導損耗

          SPICE模擬提供了另一種更準確的估計傳導損耗的方法。例如,考慮圖2中的電路。該模擬的Q1由3.3 V數字信號控制,并將電流切換到50Ω負載。

          一種雙極結晶體管電路。

          3.png

          圖2:在LTspice中建模的

          圖3顯示了運行模擬時產生的基極-發(fā)射極和集電極-發(fā)射極電壓。

          在開關周期的有源部分,模擬BJT開關的基極-發(fā)射極和集電極-發(fā)射極電壓。

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          圖3。在開關周期的有效部分期間,基極到發(fā)射極電壓和集電極到發(fā)射極的電壓。

          LTspice圖顯示了208.5 mV的VCE,這與我們在前一節(jié)中假設的200 mV值非常接近。相比之下,VBE明顯高于我們假設的934 mV,而不是預期的700 mV。

          我們可以將這些新值插入電路分析計算中,并生成一個新的傳導損耗估計值,但讓LTspice為我們計算要容易得多。只需按住Alt鍵(如果您使用Mac,則按住Command鍵),然后點擊晶體管;LTspice將生成如圖4所示的圖。

          LTspice計算并繪制的晶體管功耗。

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          圖4。LTspice計算并繪制的晶體管功耗。

          結果表明,該BJT開關將在開關周期的激活階段消耗一致的56mW的功率。

          BJT轉換損耗

          上面功耗圖中的這些不祥的峰值表明,傳導損耗并不是我們需要討論的唯一類型的功耗。圖5顯示了如果我們放大其中一個尖峰會發(fā)生什么。

          BJT在從關斷到接通的轉換過程中的功耗。

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          圖5。在從非導通截止狀態(tài)到飽和導通狀態(tài)的轉變期間的BJT功率耗散。

          出現這些尖峰是因為BJT不能瞬間從非導通狀態(tài)變?yōu)橥耆珜顟B(tài)。在過渡過程中,大量的集電極電流流動,集電極到發(fā)射極的電壓尚未穩(wěn)定到其低飽和水平。因此,功耗相對較高。

          您可以在圖6中看到這些電流-電壓動態(tài)。橙色和紅色曲線分別繪制了集電極電壓和集電極電流;綠色曲線描繪了功耗。

          集電極電壓、集電極電流和從接通到斷開轉換期間的BJT總功耗。

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          圖6。從關斷狀態(tài)轉換到導通狀態(tài)期間的集電極電壓、集電極電流和BJT總功耗。

          沒有直接的方法可以準確地計算過渡損耗。涉及多個變量,BJT的電流和電壓以相當復雜的方式變化。我建議使用模擬。

          讓我們來看一個例子。從上面的圖開始,我可以按住Ctrl鍵并單擊波形標簽來執(zhí)行積分(圖7)。功率曲線下的面積表示能量損失,并且該能量可以加起來并除以時間,以產生由于BJT轉變而產生的平均功率耗散。

          將瞬時功率波形與LTspice積分。

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          圖7。將瞬時功率波形與LTspice積分。 

          這表明,每次躍遷都會導致約1.35μJ的能量損失。假設我們以500赫茲,即每秒500個周期進行切換,這相當于每秒1000次轉換。每秒的總能量損失為1.35μJ×1000=1.35 mJ。因此,由于轉換而導致的平均功率耗散為1.35mW。

          即使在不需要數字估計的情況下,也應注意以下兩個參數:

          開關頻率。更高的開關頻率意味著每秒有更多的轉換,因此時間平均損耗更高。

          上升/下降時間。上升或下降時間越長,每次轉換的能量損失越大。

          這兩個因素都強烈影響過渡損耗。例如,圖8表明,將控制信號的上升時間從10μs(用于上述模擬的值)增加到100μs會將能量損失從1.35μJ增加到13.7μJ。

          該圖顯示了較慢的轉變時間和相應較高的能量損失。

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          圖8。開啟和關閉狀態(tài)之間較慢的轉換會導致更多的能量損失。

          總結

          正如我們在本文中所看到的,SPICE模擬是分析和預測BJT的一個有價值的工具。了解這些功耗來源可以幫助設計者優(yōu)化電路,確保組件不會因過高的溫度而受到應力或損壞。




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