高效率低諧波失真E類射頻功率放大器的設(shè)計(jì)
加入技術(shù)交流群
掃碼加入
和技術(shù)大咖面對(duì)面交流
海量資料庫(kù)查詢
引言
本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/20675.htm近年來，隨著無線通訊的飛速發(fā)展，無線通信里的核心部分——無線收發(fā)器越來越要求更低的功耗、更高的效率以及更小的體積，而作為收發(fā)器中的最后一級(jí)，功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%～90%，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能。所以，設(shè)計(jì)一種高效低諧波失真的功率放大器對(duì)于提高收發(fā)器效率，降低電源損耗，提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義。
筆者采用了sige bicmos工藝實(shí)現(xiàn)了集成e類功率放大器，其工作頻率為1.8ghz，工作電壓為1.5v，輸出功率為26dbm，并具有高效率和低諧波失真的特點(diǎn)，適用于fm/fsk等恒包絡(luò)調(diào)制信號(hào)的功率放大。為了達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)，該功率放大器采用了一些特殊的方法，包括采用兩級(jí)放大結(jié)構(gòu)，差分和互補(bǔ)型交叉耦合反饋結(jié)構(gòu)。 e類功率放大器
e類功放工作原理
e類功率放大器的特點(diǎn)是將晶體管作開關(guān)管，相對(duì)于傳統(tǒng)的將晶體管用作電流源的a、b、ab類功率放大器，具有更高的附加功率效率（pae，power added efficiency）。
圖1所示為理想e類功率放大器的原理圖。其中，c為場(chǎng)效應(yīng)管結(jié)電容和外接電容之和，ron為場(chǎng)效應(yīng)管處于線性區(qū)時(shí)的漏源電阻。
圖1 e類功放原理圖 當(dāng)輸入電壓大于閾值電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管工作在線性區(qū)，相當(dāng)于開關(guān)閉合，由于漏源間電阻ron很小，因此vd近似為0；而當(dāng)輸入電壓小于閾值電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管截止，相當(dāng)于開關(guān)斷開，id為0。此時(shí)，c開始充電，引起vd增加，調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)從vd中濾出基波，傳輸?shù)截?fù)載電阻上。當(dāng)開關(guān)再次閉合時(shí)，有vd=0和dvd/dt =0，從而使得場(chǎng)效應(yīng)管上的電壓和電流不同時(shí)出現(xiàn)，消除了由于充放電帶來的(1/2)cv2的損耗，晶體管理想效率達(dá)到100%。
除了高效率，e類功放還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是功率可調(diào)節(jié)性，即在保證輸出效率的同時(shí)能較大范圍的調(diào)節(jié)輸出功率。因?yàn)閳?chǎng)效應(yīng)管相當(dāng)于開關(guān)，所以輸入電壓的幅值不會(huì)影響輸出功率的大小。同樣的，當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管處于三極管區(qū)時(shí)，漏源間的電阻ron上會(huì)有功率消耗ploss，這是e類功放的最主要功率損耗。由于ploss與vd2成正比，我們可以將漏極效率表示為：
其中，c為常數(shù)。這樣，通過調(diào)節(jié)電壓保證一定的輸出功率，e類功放就能保持較高效率。
存在問題
e類功放同樣也具有不少的局限性。例如，因?yàn)関d比vdd大上三倍左右，所以在設(shè)計(jì)的時(shí)候就必須考慮到擊穿電壓的影響，這樣會(huì)使得輸出的功率范圍有很大的局限性。此外，為了減少ron帶來的損耗，必須盡可能地增大寬長(zhǎng)比，但是晶體管的面積越大，就會(huì)造成柵極的電容越大，使得在輸入端需要更小的電感來進(jìn)行耦合，這會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)提出更高的要求，很難通過bicmos工藝精確實(shí)現(xiàn)。而且大的柵漏電容會(huì)引起輸出端到輸入端的強(qiáng)反饋，這導(dǎo)致了輸入和輸出之間的耦合。最后，單端輸出電路每個(gè)周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流，這可能會(huì)引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號(hào)的頻率相同，從而在輸出端產(chǎn)生了錯(cuò)誤的信號(hào)。 電路設(shè)計(jì)與改進(jìn)圖２所示為兩級(jí)差分結(jié)構(gòu)的功率放大器，其中ｍ5、m8為第一級(jí)差分結(jié)構(gòu)功率放大器，負(fù)責(zé)對(duì)第二級(jí)功率放大器提供大的驅(qū)動(dòng)電壓；m1和m2組成第二級(jí)差分功率放大器，而m6、m7和m3、m4分別構(gòu)成了一、二級(jí)的交叉耦合正反饋結(jié)構(gòu)。
圖2 兩級(jí)差分耦合功率放大器 差分結(jié)構(gòu)
圖2所示的全差分結(jié)構(gòu)能夠解決襯底耦合的影響。由于在差分結(jié)構(gòu)中，雙端輸出每個(gè)周期會(huì)向地泄放兩次電流，由此使耦合電流的頻率成為信號(hào)電流的兩倍，這就消除了襯底耦合對(duì)信號(hào)的干擾。另外，在相同的電源電壓下，當(dāng)提供相同的輸出功率時(shí)，全差分結(jié)構(gòu)中流過每個(gè)開關(guān)管的電流要比單端輸出小得多，所以在不增加開關(guān)損耗的前提下，可以使用尺寸更小的晶體管，從而減小對(duì)輸入信號(hào)的要求。
ｌｃ振蕩器
為了減小ron帶來的損耗，并且提高開關(guān)速度，通常ｍ1和ｍ2的寬長(zhǎng)比都會(huì)做得比較大，這樣一來就會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)有更高的要求。
圖2所示的功率放大器采用了模式鎖定技術(shù)，即lc振蕩器結(jié)構(gòu)，不僅進(jìn)一步降低了開關(guān)管的尺寸，而且加快了開關(guān)的轉(zhuǎn)換速度。由m3、m4構(gòu)成的振蕩器中的交叉耦合部分，提供負(fù)阻來補(bǔ)償電感l(wèi)1、l2所引起的損耗，并對(duì)輸入開關(guān)管引入正反饋。這樣當(dāng)ｌｃ振蕩器工作在功率放大器的輸入頻率時(shí)，由于其輸出端在m1和m2的漏極，會(huì)幫助輸入開關(guān)管在盡可能短的時(shí)間完成“開”和“關(guān)”狀態(tài)的變化，從而可以進(jìn)一步減小輸入開關(guān)管的尺寸。通過調(diào)節(jié)ｌｃ振蕩器參數(shù)，使得輸出端以輸入頻率發(fā)生振蕩，從而加快開關(guān)管的開啟和關(guān)閉速度，達(dá)到減小開關(guān)管寬長(zhǎng)比的目的。
此外，相對(duì)于采用單端口輸出結(jié)構(gòu)的功率放大器，圖2所示的交叉耦合結(jié)構(gòu)的功率放大器，在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)得到更低的總諧波失真（thd）。因?yàn)椴捎昧巳罘纸Y(jié)構(gòu)，在輸出端口會(huì)大幅度的削弱偶次諧波，所以在輸出諧波中奇次諧波占主要地位。
仿真結(jié)果與分析
本電路采用0.35μm sige bicmos的工藝進(jìn)行仿真，因?yàn)閟ige晶體管具有較高的截止頻率，符合工作頻率在1.8ghz的要求。此外，它與cmos工藝有很好的兼容性，可以實(shí)現(xiàn)高集成度的芯片。
在cadence上通過spectrerf工具仿真后，得到輸出功率和附加功率效率（pae）隨頻率變化曲線（如圖3所示）。當(dāng)電源電壓為1.5v，在1.8ghz時(shí)，pae達(dá)到最大值45.4%，漏極效率也達(dá)到最大值的66.2%，此時(shí)的輸出功率為26dbm。
圖3 pae和輸出功率隨頻率變化曲線 由圖4還可看出，偶次諧波在輸出端中并不占主導(dǎo)地位，它被大大的削弱了，相比單端口功率放大器，該器件在諧波失真方面有較大的改善。當(dāng)輸入頻率為1.8ghz，電源的輸出電流如圖5所示，通過計(jì)算可以得到電源的輸出功率為595.5mw。圖6所示為漏極電壓vd經(jīng)過調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)后保留下的基次波部分波形，由此可以計(jì)算得到負(fù)載（50ω）上的功率為394mw。
圖6 輸出電壓波形
評(píng)論