一步步優(yōu)化反激式設計

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利用系數(shù)（Ui）是用輸出功率除以二次側開關MOSFET和整流二極管的總最大應力之和得出的。
圖中的兩條曲線顯示了只考慮開關MOSFET應力（藍色虛線）計算出來的利用系數(shù)，以及考慮了二次側開關MOSFET和整流二極管（紅色虛線）的利用系數(shù)。

要優(yōu)化額定輸入電壓的電源效率，一次側/二次側變壓器匝比應利用占空比來計算，以使利用系數(shù)最大化，其典型值在30-40％之間。

（圖2：典型反激式轉換器的利用系數(shù)與占空比的關系，最大化利用系數(shù)的占空比為30-40％）
上面的曲線考慮的是有源元件上的理論應力電壓。在實踐中，更重要的是評估MOSFET最大應力電壓和變壓器數(shù)匝比是怎樣隨其選擇的最大占空比而變化的，并選擇一個可以在開關MOSFET的一定最大擊穿電壓內給出“圓形（round）”匝數(shù)比值的值。

確定一次側電感：

選擇一次側和二次側電感有幾個標準。
第一，選擇可以確保從滿載到某些最小負載均在連續(xù)模式運行的一次側電感。
第二，通過確定最大二次側紋波電流來計算一次側和二次側電感。
第三，計算一次側電感，以保持盡可能高的右半平面零點（RHP），從而最大限度地提高閉環(huán)穿越頻率。
在實踐中，第一個標準只用于特殊情況，而選擇的磁化電感可作為變壓器尺寸、峰值電流和RHP零點之間很好的折衷。
為了通過確定二次側最大紋波電流來計算一次側和二次側電感，可以用下式計算出二次側電感（ ）和一次側電感（ ）：

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式中 是開關頻率， 是允許的二次側紋波電流，通常設置在約為輸出電流有效值的30-50％：

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那么，等效一次側電感可從下式獲得：

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如前所述，一次側電感和占空比會影響右半平面零點（RHP）。RHP增加了閉環(huán)控制特性的相位滯后，迫使最大穿越頻率不超過RHP頻率的1/4。

RHP是占空比、負載和電感的函數(shù)，可以引發(fā)和增加環(huán)路增益，同時降低環(huán)路相位裕度。通常的做法是確定最差情況的RHPZ頻率，并設置環(huán)路單位增益頻率低于RHPZ的三分之一。
在反激式拓撲結構中，計算RHPZ的公式是：

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可以選擇一次側電感來削弱這種不良效果。

圖3的曲線顯示了一次側電感對一次側和二次側電流和RHP零點的影響：
隨著電感的增加紋波電流會減小，因此輸入/輸出紋波電壓和電容大小也可能減小。但增加的電感增加了變壓器一次側二次側繞組數(shù)，同時減少了RHP零點。

常識建議不應使用過大的電感，以免影響整個系統(tǒng)的整體閉環(huán)性能和尺寸，還有反激式變壓器的損耗。
上述圖形和公式只有在連續(xù)傳導模式下的反激式運行才是有效的。

（圖3：典型反激式設計的一次側、二次側紋波電流、RHP零點與一次側電感的關系）

選擇功率開關MOSFET，并計算其損耗：

MOSFET的選擇基于最大應力電壓、最大峰值輸入電流、總功率損耗、最大允許工作溫度，以及驅動器的電流驅動能力。
MOSFET的源漏擊穿（Vds）必須大于：
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MOSFET的連續(xù)漏電流（Id）必須大于一次側峰值電流（ ，公式15）。
除了最大額定電壓和最大額定電流，MOSFET的其他三個重要參數(shù)是Rds（on）、柵極閾值電壓和柵極電容。
開關MOSFET的損耗有三種類型，即導通損耗、開關損耗和柵極電荷損耗：
?導通損耗等于 損耗，因此在導通狀態(tài)下源極和漏極之間的總電阻 要盡可能的低。
? 開關損耗等于：開關時間*Vds*I*頻率。開關時間、上升時間和下降時間是MOSFET柵漏極米勒電荷Qgd、驅動器內部電阻和閾值電壓的函數(shù)，最小柵極電壓Vgs（th）有助于電流通過MOSFET的漏源極。
? 柵極電荷損耗是由柵極電容充電，以及隨后的每個周期對地放電引起的。柵極電荷損耗等于：頻率* Qg（tot）* Vdr
不幸的是，電阻最低的器件往往有較高的柵極電容。
開關損耗也會受柵極電容的影響。如果柵極驅動器對大容量電容充電，則MOSFET需要時間進行線性區(qū)提升，則損耗增加。上升時間越快，開關損耗越低。不幸的是，這將導致高頻噪聲。
導通損耗不取決于頻率，它還取決于 和一次側RMS電流 的平方：
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在連續(xù)傳導模式下，反激式運行的一次側電流看起來像圖4上部所示的梯形