UC3855A/UC3855B高性能功率因數(shù)預調(diào)節(jié)器

使電感電流斜坡與電容器電壓斜坡相等，并確定 VAC 等于零時出現(xiàn)最大斜坡，則可以對 CI 求解，其結果如下：

其中，N 為變流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 為電流檢測電阻器。

電流合成器具有大約 20mV 的偏移。該偏移可以引起線電流零交叉情況下的失真。為了消除這種偏移，可以在 VREF 和 IMO 引腳之間連接一個電阻器。該電阻器值是基于 RIMO 和合成器輸出端偏移量計算出來。對于一個 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一個從 VREF 至 1.2MΩ ?IMO 的電阻器可以消除這種偏移。

3.3 電流傳感

3.3.1 變流器

正如我們在前面部分所見，使用 UC3855A/B 合成電感電流十分簡單。只需要直接感應開關電流，并使用一個電流傳感變壓器便可極為有效地完成這一工作。在該功率級的阻性感應會帶來過多的功耗。

在實施變流器時需要謹記幾個問題。在數(shù)百千赫茲頻率下，需要解決磁芯復位問題。功率因數(shù)校正電路中固有的高占空比增加了難度。除此以外，ZVT 電路使感應/復位功能更為復雜。當 ZVT 電路開啟時，其電流從線路中流出。為了最小化線電流失真，應該對該電流進行測量。在變流器后面放置諧振電感，可以確保 ZVT 電路電流能夠被測量。類似地，當主開關關閉時，電流繼續(xù)流入諧振電容器。然而，對這一電流進行測量是非常重要的，如果該電容器被連接至 MOSFET 的漏極，且位于變流器下方，那么這一電流便耗掉了線路零相交上的最小復位時間，其占空比將接近 100%。圖 7A 顯示了這種結構。如果該變流器沒有足夠時間來進行復位，那么即使避免了完全飽和，但其也會開始飽和并降低精度，從而引起零交叉失真。圖 7B 中顯示了一個更好的結構。在這個電路中，當ZVT 電路啟動期間放電時，測量出電容器電流。由于這種情況發(fā)生在開關周期的開始階段，因此變流器不會損失其任何復位時間。在變流器上方連接 Cr 不會對 MOSFET dv/dt 控制產(chǎn)生負面影響。由于該器件一直控制著平均電流，因此，不管電容器電流是否在開關周期開始時或開關周期結束時被測量出來都沒有關系。

圖 7 還顯示，過濾功能被添加至該變流器次級，以減少噪聲過濾。該濾波器的帶寬應足夠低，以在不影響開關電流波形的情況下減少開關噪聲。

圖 7 變流器感應

除了位置和復位問題以外，還必須考慮到實際變流器結構。使用專門針對 20kHz 頻率下而設計制造的變流器，在 100 kHz 及更高開關頻率下并不會有較好的性能表現(xiàn)。低頻率設計一般均具有太多的漏極電感，以至于不能被用于高頻率運行，并且會引起錯誤感應和/或噪聲問題。

3.3.2 阻性感應

UC3855A/B 仍然可以有阻性感應。由于對電流誤差放大器的兩個輸入端對用戶而言均可使用，因此阻性感應實施起來比較容易。圖 8 顯示了一個典型結構。該電流誤差放大器的共模范圍為 ?0.3V 到 5.0V。如果最大信號電平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的計算值保持一致。這也允許阻性感應信號被饋送到 RSENSE 和 RI 結點的 ION 中，并被用于峰值限流。推薦使用一個消除柵極驅動電流影響的濾波器。我們建議，仍然連接 RVS 電阻器，并連接一個 CS 至接地的電阻器，以消除這些高阻抗節(jié)點中注入噪聲的可能性。

圖 8 阻性感應

3.4 電流誤差放大器

電流誤差放大器可以確保來自線路的輸入電流遵循正弦曲線標準。放大器的正輸入端為乘法器輸出端。通過一個電阻器（通常與 RIMO 的值一樣），負輸入端被連接至電流合成器 (CS) 的輸出端。電流誤差放大器的輸出端在 PWM 比較器中被比作鋸齒波，并且因此結束了占空比。在該線路的零交叉處，占空比為其最大值。由于該占空比將接近 100%，變流器的正確復位變得越來越困難。標準 PWM 控制器在振蕩器放電期間結束占空比，但是，由于 ZVT 運行，UC3855A/B 則可以按時達到100%。如果允許占空比接近100%，那么變流器便開始飽和，并使電流誤差放大器認為正從該線路中流出的電流要比正被控制的電流要少。這樣就使電流放大器補償過度，從而引起零交叉上的線電流失真。另外，如果變流器飽和，那么就會喪失流限功能。由于這些原因，因此我們建議對電流放大器的輸出端進行外部鉗位控制，以限制最大占空比。圖9顯示了一個典型的鉗位電路。

圖 9A 中的鉗位電路性能非常好（見表 1），但是，如果要求有更高的性能，或者要求其工作在一個寬線壓范圍內(nèi)，那么可以使用圖 9B 中的電路。該電路將鉗位電壓調(diào)節(jié)為與線路成反比例。

A 電流誤差放大器鉗位電路

B 具有輸入電壓補償功能的鉗位電路

圖 9 鉗位電路

設置鉗位電壓的程序非常簡單。如果在首次啟動期間電流放大器鉗位便被設定為一個相對較低的值（≈?4 V），那么該系統(tǒng)則可以運行，但帶有過大的零交叉失真。一旦該系統(tǒng)處于工作狀態(tài)，那么鉗位電壓在變流器沒有飽和以前均可以增加，并且線電流具有一個可接受的 THD 水平。一旦鉗位電壓被設定，那么便可重復同其他器件運行。在用于通用線路運行及 500-W 輸出的實驗電路板中，單級鉗位被設定為 5.6V（低線壓、最大負載條件下），并且一個可接受的 THD 水平（ 10%）在所有線壓和負載條件下可以被測量出來。鉗位電壓被設定在 PWM 比較器斜坡峰值（額定值為 6.5V）以下，以限制 DMAX。將鉗位電壓設定太低會引起過多的零交叉失真，因為該放大器不能充分地控制線電流。

圖 10A 和 10B 分別顯示了有鉗位電流放大器和無鉗位電流放大器的運行情況，而圖 10C 則顯示了將放大器輸出電壓鉗位控制過低（頂部波形為線電流，底部波形為 VCAO）的結果。將鉗位設置太高和沒有鉗位的結果是一樣的。

圖 10 C/A 鉗位對 I 線路的影響

除了必須要考慮到線路電壓作用以外，設置兩級鉗位電路的程序均相同。該線路電壓僅為線路補償提供 100mV 到 200mV 的鉗位電壓。

在非常輕或者無負載的條件下，線路的平均電流要比正常情況下由電流誤差放大器控制的平均電流低。為了防止出現(xiàn)過壓情況，如果誤差放大器的輸出電壓變?yōu)?≈?1V 以下，該器件便進入脈沖跳躍模式。脈沖跳躍還會出現(xiàn)在高線壓和低負載條件下。當 CAO 在 1V 以下時，脈沖跳躍比較器就被激活。在 OVP/ENABLE 電路中，該比較器的輸出變?yōu)橐粋€ OR 柵極輸入，從而使該 OR 柵極輸出增高。該信號防止了 ZVT 和主柵極驅動升高。

補償電流誤差放大器的程序將在設計程序部分 (IV) 中進行討論。

3.5 電壓誤差放大器

輸出電壓被電壓誤差放大器的 VSENSE 輸入感應到，并將其同一個內(nèi)部生成的 3V 參考電壓進行比較。放大器的輸出，即 VEA，（在一個給定輸入電壓情況下）隨著輸出功率的變化成正比例變化。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍大約為 0.1V 至 6V。放大器的輸出為乘法器輸入之一，并且一個低于 1.5V 的輸入電壓抑制了該乘法器輸出。在設計程序部分中對本補償電壓環(huán)路的設計程序進行了大致描述。

3.6 保護電路> 3.6.1 OVP/ENABLE

UC3855A/B 將使能和 OVP 功能結合至一個引腳中。它需要一個最低 1.8V 的電壓來運行該器件，如果低于該電壓值，參考電壓就會較低，同時振蕩器被禁用。電壓高于 7.5V 將中斷對柵極的驅動。當出現(xiàn)過壓條件時，應將電阻分壓器調(diào)至 7.5V，這樣才能保證以一個適宜的線電壓進行啟動。例如，如果將輸出電壓高于 450V 定義為過壓條件，那么 VOUT 至 OVP 引腳之間的分壓器的比例為 60：1。該分壓器就能保證以 76 VRMS (108 VPK) 的線電壓進行啟動。

3.6.2 電流限制

UC3855A/B 具有逐脈沖限流功能。乘法器功耗限制決定了線路上的最大平均功