在前面的電流合成器章節(jié)中提到 RVS 等于 22 kΩ。現(xiàn)在就可以計算出電流合成器的電容：

4.7 控制環(huán)路設計 4.7.1 小信號模型

ZVT PFC 升壓轉換器的小信號模型與標準的 PFC 升壓轉換器模型相似。在大多數(shù)開關循環(huán)情況下，兩種轉換器運作基本一樣，但是在開關瞬態(tài)時，兩者略有不同。這就使得控制環(huán)路的設計應按照 [9] 中概述的標準技術進行。

4.7.2 電流環(huán)路設計

可在 [5、9、11] 中找到較好的電流環(huán)路設計參考方案。平均電流模式控制環(huán)路的設計以交叉頻率的選用開始。在這一示例中開關頻率為 250 kHz，因此單位增益交叉頻率可以選擇為 40 kHz（開關頻率的 1/6）。但是，在該電路中，所選用的交叉頻率為 10 kHz。由于電流環(huán)路主要用于跟蹤線電流，因此對于該應用而言，一個 10 kHz 的帶寬就足夠了。

一旦確定了交叉頻率 (fC)，接下來要做的就是計算出功率級的增益。包括電流感應網(wǎng)絡在內(nèi)的功率級的小信號模型已在下面給出。該模型不包括開關頻率為一半 [12] 情況下的采樣結果，但卻是一個在相關頻率下較好的近似值。

UC3855A/B 的振蕩器斜坡為 5.2 VPP (VSE)。術語 RSENSE 是指實際輸入電流到感應電流的衰減（即，其包括變流器的匝比）。使用前面所確定的分量值并求出功率級增益在 fC 時的解，可得出 10 kHz 下的增益為 0.63。為了在 fC 時得到一個的值為 1 的增益，誤差放大器必須在 10 kHz 時具有一個 1/0.63 的增益。圖 12A 顯示了誤差放大器，其頻率響應如圖 12B 所示。電阻器 RI 等于 3.3 kΩ，因此所選用的反饋電阻器為 5.6kΩ。在交叉頻率下放置一個零點，從而得到一個 45 度的相位裕度。為了減少開關噪聲，應在一半開關頻率的放置一個極點。下面對設計步驟作了總結。

圖 12 電流誤差放大器示意圖

4.7.3 電壓環(huán)路設計

電壓環(huán)路的設計應遵循 [5] 中給出的步驟。第一步是確定輸出電容器上的紋波量。

為了滿足 3% 的 THD 規(guī)范，由于饋通至電壓誤差放大器的輸出紋波電壓產(chǎn)生的失真極限為 0.75%，這就允許乘法器的失真為 1.5%，其他失真為 0.75%。誤差放大器上一個 1.5% 的二階諧波將會導致輸入端上的 0.75% 的三階諧波失真。在滿負載情況下，所允許的峰值誤差放大器紋波電壓為：

120 Hz 時誤差放大器增益為所容許的誤差放大器紋波電壓除以輸出紋波電壓，或為 0.009 (?41 dB)。所選用的誤差放大器輸入電阻為 1.36 MΩ，以來保持較低的功耗，并容許一個較小的補償電容值。使用兩個值為 681-kΩ 的串聯(lián)電阻器來減少電壓應力。圖 13 為電壓誤差放大器示意圖，該放大器的增益為 120-Hz，由 CF 和 RI 積分函數(shù)確定。該網(wǎng)絡具有一個單極角色完成 (role off)，并可以輕易的找到電容值，以給出在 120 Hz 時所需的增益。

圖 13 電壓誤差放大器

現(xiàn)在可以計算出交叉頻率，從而確認在交叉頻率下放置了一個電極（由于 Cf 和 Rf的合并），以提供足夠的相位裕度。由于功率級隨著與其關聯(lián)的 90 度相位滯后有一個單極響應，因此極點的放置決定了相位裕度的大小。如果在交叉頻率下放置誤差放大器極點，那么環(huán)路的總體增益具有一個 45 度的相位裕度。功率級增益可由下式得出：

電壓環(huán)路增益 (TV) 為功率級增益和誤差放大器增益的乘積。為了得出交叉頻率，應對 f 求解，并設為 1。

誤差放大器增益為：

那么交叉頻率大約為 11 Hz，從而可以計算出電阻 Rf，以在 f 上放置極點。

最后，電阻器 RD (10 kΩ) 將 dc 輸出電壓設置為 410 V。

4.8 OVP/ENABLE

輸出電壓高于 450 V 則被定義為過壓狀態(tài)。為了避免出現(xiàn) OVP，450V 情況下的比較器所需的分壓器為：

將分壓器中的下層電阻器設定為 33 kΩ，頂層的電阻器則為 2 MΩ，兩個 1MΩ ?的電阻器串聯(lián)放置，以降低電壓應力。一個 10nF 的電容器與 33kΩ 的電阻器并聯(lián)放置，以進行噪聲過濾。

借助該分壓器，轉換器在 76 VRMS 時開始啟動，這就實現(xiàn)了在大大低于低線壓情況下的啟動。

5 實驗結果

示例轉換器是構建用來展示電路性能的。該電路性能良好，并在全線壓和負載范圍內(nèi)進行了測試。

圖 14 顯示了 ZVT 與一個傳統(tǒng)的升壓轉換器的效率數(shù)據(jù)，其是通過簡單移除一些 ZVT 組件得到的。為了穩(wěn)定功率半導體的溫度，傳統(tǒng)電路需要一個風扇進行降溫。從該數(shù)據(jù)中可以看出，低線壓情況下，ZVT 電路比傳統(tǒng)轉換器更具優(yōu)勢。在更高線電壓情況下，直到兩個功率級達到高線壓時，優(yōu)勢才有所減少。這與其他報告數(shù)據(jù) [4、13] 相吻合，也是可以理解的。在低線壓情況下，更高的輸入電流會導致傳統(tǒng)轉換器中更多的開關損耗，而 ZVT 轉換器的開關損耗并不會增加（低線壓情況下兩種轉換器的傳導損耗均會增加）。

圖 14 效率數(shù)據(jù)

圖 15 顯示了 ZVT 和主開關柵極驅(qū)動，以及主開關漏-源電壓。ZVT 柵極驅(qū)動在主開關之前走高，同時主開關開啟前將漏極電壓驅(qū)動至零。此外，還應該注意到，漏-源電壓波形圖非常清晰，沒有過沖或振鈴，這就減少了器件上的 EMI 和電壓應力。圖 16 顯示了 ZVT 電路波形圖。頂層跡線顯示了 Lr 中的電流。該波形得到很好的抑制，峰值電流大約為 6A。圖 17 顯示了電流合成器波形圖。頂層波形圖為再現(xiàn) CI 波形圖，底層的波形圖為電感電流。兩個波形圖顯示出較好的一致性。再現(xiàn)圖與實際波形圖之間的任何誤差在高線壓情況下都為最大，并且一般都是由合成器電路中一些微小的失調(diào)電壓誤差引起的。

圖 15 ZVT 波形

圖 16 功率級波形

圖 17 電流合成器波形

圖18顯示了低線壓及最大負載情況下的輸入線路電流。THD 和功率因數(shù)都處于容許極限內(nèi)。表 1 給出了帶有單個極點電流誤差放大器鉗位電路的幾種線壓及負載情況下的 THD 和功率因數(shù) (pf) 測量方法。表 2 顯示了帶有圖 9B 中所示的兩級鉗位電路的 THD 和 pf。

圖 18 線路電流

表 1 THD 和 PF與單級誤差放大器鉗位電路線路的對應關系