RCD鉗位電路基本原理分析及元件參數(shù)設計

2元件參數(shù)設計計算

下面我說下，我參考了各種資料以及自己分析出的一種計算方法。

流入鉗位電路的能量在傳遞到RCD鉗位電路后，所有的文獻都說，漏感能量損耗在了電阻R上，可以這么說，但是如果以這個為依據(jù)對鉗位電阻的阻值進行計算設計，這樣的做法是不對的，因為，這樣計算出來的電阻值不能保證，鉗位電路上的電壓波動在預想的范圍內(nèi)，范圍波動的變化會影響到計算時所預計的箝位電壓值，導致整個設計完全失敗。所以電阻值的計算只有一個依仗，就是RC一階電路的理論，在前面已經(jīng)介紹了。這個電阻值的設計在于一個周期所期望的壓降，這個壓降由RC緩沖電路的放電速度限定。而當電阻的阻值并非由功率設定時，那么電阻上的功率只由電阻的上的壓降以及其阻值決定。

從能量上考慮，RCD鉗位電路必然要吸收漏感的能量，但是，這個漏感能量在傳遞到RCD鉗位電路之前，是有損耗的，損耗在于MOS管的輸出電容上，也就是Coss，因為，漏感能量要先給它充能，使得它兩端的電壓能達到鉗位電路的鉗位電壓，達到了鉗位電壓后，二極管才會導通，接著才是漏感能量向鉗位電路傳遞能量，但是在MOS管輸出電容上損耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的3%左右，所以可以忽略不計。還有一點非常重要，漏感電流在流入鉗位電路的過程中，反射電壓會對其做功，在上面的等效圖上，看上去反射點呀是不會對漏感電流做功的，但是實際的情況是，初級漏感并非是在初級電感之后的小尾巴，它存在于初級電感的每一處，所以反射電壓是確確實實的加在了漏感身上，那么當漏感激發(fā)出電流時，反射電壓就會對其做功。在《開關(guān)電源A到Z》中，是這么描述這一情況的，并且還給出了相應的公式。

一次繞組與漏感串聯(lián)，故較短時間內(nèi)，漏感一直都在試圖復位。變壓器一次繞組被迫跟著變化并且連續(xù)提供此串聯(lián)電流，通過齊納管續(xù)流。雖然可以肯定一次繞組總是試圖通過二次側(cè)續(xù)流，但一部分能量還是被轉(zhuǎn)入齊納管鉗位電路，直到漏感完全復位。換句話說，一次電感中有些能量被串聯(lián)的漏感“迅速拿走”，并連同漏感本身所具有的的能量，一起通過齊納管電路續(xù)流。(P94)

從4-11式可以看出，選定的鉗位電壓值越小，越接近反射電壓，那么損耗的功率也就越大，而當選擇的鉗位電壓值越大，損耗的功率也就越小，但是這時候MOS管兩端的電壓尖峰也就越高，因為若要二極管關(guān)斷截止，那么MOS管D極的電壓值必須要等于鉗位電容上的鉗位電壓最大值。

而在實際使用這個公式去計算的時候，發(fā)現(xiàn)了一個問題，那就是，計算的能量值與實際流入RCD鉗位電路的能量值相比，計算值明顯大了不少，也就是說，并非所有的損耗能量都進入了鉗位電路，很大一部分消耗在別的元件器件上以及寄生參數(shù)上，還有一部分回饋給了電網(wǎng)。

在PI公司給的鉗位電路設計參考中，對這一點有所提及。具體情況如下：

PI公司將不同功率的電源，鉗位電路中所消耗的能量進行了劃分。在這個案例中輸出功率是大于90w的，但是實際情況并非PI所預計的。下面給出這個案例中，電阻使用100千歐，電容2.2納法，二極管為ESIJ，反向恢復速度為35納秒的超快速二極管的實測鉗位電路波形。

以及相對應的MOS管兩端電壓波形：

以及，使用500ns回復時間的GROMA二極管時鉗位電容的波形：

下面