降低負(fù)載功耗的設(shè)計(jì)小竅門

就電源而言，要想滿足當(dāng)今苛刻的效率要求是頗具挑戰(zhàn)性的。光是理解終端設(shè)備、電源點(diǎn)評(píng)以及管理機(jī)構(gòu)間眾多不同的計(jì)劃和指令就已經(jīng)很困難了。這些指令包括能源指令、加利福尼亞能源委員會(huì)以及歐盟待機(jī)效率倡議等。然而，當(dāng)您快速瀏覽一下其中任何一項(xiàng)能源節(jié)約計(jì)劃，就會(huì)意識(shí)到電源設(shè)計(jì)人員面臨的最大的一個(gè)挑戰(zhàn)就是最小化輕負(fù)載和無負(fù)載時(shí)的功率損耗。下面就介紹五種降低離線反向電源功耗的方法。

1、挑選一款“綠色”控制器。

控制器芯片是電源的中樞。選擇一款專門為降低輕負(fù)載損耗而設(shè)計(jì)的器件是滿足大多數(shù)待機(jī)要求的關(guān)鍵的第一步。幸運(yùn)的是，電源控制器芯片廠商通過推出新一代綠色模式控制器以達(dá)到對(duì)更高能效器件的要求。

這些綠色模式反向控制器中的大多數(shù)都為電流模式控制，因此其控制信號(hào)包括了電源輸出端上負(fù)載大小的信息。輕負(fù)載時(shí)，該控制器進(jìn)入一種觸發(fā)模式。在觸發(fā)模式期間，這些控制器將會(huì)在開啟和關(guān)閉狀態(tài)間切換。在關(guān)閉狀態(tài)下，該控制器基本上進(jìn)入睡眠狀態(tài)并且電源的功率組件處于空閑狀態(tài)（不進(jìn)行切換）。由于在關(guān)閉期間不會(huì)發(fā)生電源傳輸，因此輸出電壓開始下降。綠色模式控制器會(huì)監(jiān)控輸出電壓并最終進(jìn)入開啟狀態(tài)以補(bǔ)充輸出電壓。大部分的功率損耗都是發(fā)生在開啟狀態(tài)，因此開啟-關(guān)閉占空比會(huì)大大影響整體效率。開啟狀態(tài)通常會(huì)持續(xù)數(shù)百微秒的時(shí)間，而就極輕的負(fù)載而言關(guān)閉狀態(tài)會(huì)根據(jù)負(fù)載的情況可持續(xù)數(shù)十毫秒的時(shí)間。

觸發(fā)模式的一個(gè)負(fù)面影響是會(huì)導(dǎo)致輸出端上一個(gè)額外的低頻率紋波電壓。在開啟狀態(tài)時(shí)，輸出包括了與電源正常開關(guān)相關(guān)的典型紋波電壓。然而，在觸發(fā)頻率下會(huì)帶來更多的紋波含量，如圖 1 所示。由于觸發(fā)頻率很低，用一個(gè) L-C 濾波器對(duì)其進(jìn)行衰減是不切實(shí)際的。相反最好通過增加輸出電容來減少低頻輸出電壓偏離。

圖1 觸發(fā)模式運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致一個(gè)低頻紋波電壓分量

除了觸發(fā)模式運(yùn)行以外，大多數(shù)綠色模式控制器都實(shí)施了其他能源節(jié)約特性，如通過控制器降低靜態(tài)電壓。許多控制器都使用準(zhǔn)諧振開關(guān)來提升所有負(fù)載級(jí)別下的效率。準(zhǔn)諧振反向電源使用了由變壓器漏極電感和寄生電容形成的諧振來以更低的損耗啟動(dòng)。

2、最小化啟動(dòng)電阻中的損耗

大多數(shù)反向控制器都會(huì)自變壓器的輔助繞組生成其自己的偏置電源。但是它們需要設(shè)法完成初始啟動(dòng)。從傳統(tǒng)上來說，這一工作是通過將一個(gè)電阻由整流 AC 電壓連接至控制器 VCC 引腳實(shí)現(xiàn)的。該電阻要足夠低才能使該控制器具有足夠的電流在最低的 AC 輸入電壓下開啟。該電阻過低會(huì)導(dǎo)致過多的功耗并且不利于實(shí)現(xiàn)理想的兼容性。

控制器所需的啟動(dòng)電流通常會(huì)羅列在產(chǎn)品說明書電氣特性表格的頂端附近。最新的綠色模式控制器將該電流下降低到了 50 μA 以下。就必須要運(yùn)行在 85V～265V 常見的 AC 輸入電壓范圍的電源而言，使用一個(gè) 2 MΩ 的上拉電阻將會(huì)確保在低電壓時(shí)至少 50 μA 的啟動(dòng)電流。在額定的 120V US 線路電壓時(shí)（通常需要兼容性測試），該電阻僅消耗 13 mW 的功耗。雖然 13 mW 可能不會(huì)打破功率預(yù)算，但在額定的 230V 歐洲線路電壓下，電阻器的功率損耗就會(huì)增加 4 倍之多。根據(jù)應(yīng)用和待機(jī)期間系統(tǒng)負(fù)載的不同，52mW 可能就是一個(gè)很大的功耗了。

一些控制器可以接通一個(gè)晶體管提供啟動(dòng)電流，該晶體管在控制器完成一個(gè)成功的啟動(dòng)序列后就會(huì)關(guān)閉。該晶體管會(huì)額外增加外部組件數(shù)量，有時(shí)也會(huì)包括在控制器 芯片之中。無論是哪種情況，該額外的高電壓晶體管都會(huì)增加成本敏感產(chǎn)品的成本。此外，將該晶體管像控制器那樣集成到同一個(gè)封裝中會(huì)導(dǎo)致漏電、清除和可靠性問題。

控制器使用了一種和處理該啟動(dòng)電流相似的方法，其實(shí)施了一個(gè)與功率金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）連接的級(jí)聯(lián)，如圖 2 所示。有了級(jí)聯(lián)連接，一個(gè) DC 電壓就被施加到了 MOSFET 的柵極，而控制器通過拉低源開啟 FET。該控制器可以使用 MOSFET 源連接來獲得其初始啟動(dòng)電流?？刂破魍ㄟ^在啟動(dòng)期間線性運(yùn)行 MOSFET 完成上述事宜，無需額外的高壓組件，且與控制器無高壓連接。這種方法依然需要一個(gè)上拉電阻來提供晶體管的柵極電壓，但是柵極連接通常需要 10 μA 以下的電流。

圖2 級(jí)聯(lián)與MOSFET連接 的控制器大大降低了啟動(dòng)電阻損耗

一次側(cè) MOSFET 上使用的緩沖和鉗位控制電路是降低功耗的另一個(gè)主要方面。圖3 中常見的 RCD 鉗位通過限制 MOSFET 漏極上的電壓峰值來降低振鈴和避免過壓應(yīng)力。該電壓峰值是在 MOSFET 關(guān)閉并突然中斷主繞組中的電流時(shí)由存儲(chǔ)在變壓器漏極電感中的電能引起的。

圖3 通過優(yōu)化鉗位控制電路來降低損耗

降低鉗位電路中電壓峰值和損耗的第一步是設(shè)計(jì)一個(gè)具有最小漏極電感的變壓器。除此以外，我們還可以增加鉗位電阻以進(jìn)一步降低損耗，但這樣做同時(shí)還會(huì)增加電壓峰值幅度。在開關(guān)周期的復(fù)位階段，反射的輸出電壓被外加在會(huì)導(dǎo)致更多損耗的鉗位電阻兩端。使用更高電壓的 MOSFET（例如，800V 而非 600V）可為電壓峰值提供更多的裕度并且可以使用更大的電阻。然而，更高的電壓額定值就要使用更昂貴的 MOSFET 或使用具有更高導(dǎo)通電阻的 MOSFET（其會(huì)在較高負(fù)載時(shí)降低效率）。許多時(shí)候我們都必須要在成本、輕負(fù)載效率以及額定負(fù)載效率之間做一個(gè)折衷。在一些專門針對(duì) 10W 或低于 10W 應(yīng)用而設(shè)計(jì)的電源中可完全去掉鉗位電路，從而實(shí)現(xiàn)能量的大大節(jié)約。當(dāng)然，EMI 問題可能會(huì)限制漏極上所允許的振鈴的多少。

不太明顯的是，降低鉗位電容還會(huì)降低輕負(fù)載損耗。當(dāng)控制器處于觸發(fā)模式運(yùn)行時(shí)，鉗位電路就會(huì)在開啟狀態(tài)間進(jìn)行放電。如果鉗位電容太大，那么過多的能量就會(huì)存儲(chǔ)起來，并在關(guān)閉狀態(tài)期間耗散掉。在一些情況下，鉗位電容在下一個(gè)開啟狀態(tài)開始前可能不會(huì)完全實(shí)現(xiàn)放電。將鉗位 RC 網(wǎng)絡(luò)的時(shí)間常數(shù)設(shè)置為開關(guān)周期的 10 倍左右是降低該損耗的一個(gè)不錯(cuò)的常規(guī)法則。

另一種方法是用齊納二極管代替 RCD 鉗位。齊納二極管鉗位可以降低輕負(fù)載時(shí)鉗位中的損耗。但是，在較高負(fù)載時(shí)，齊納二極管鉗位與 RCD 鉗位相比功耗會(huì)高出許多。

4、將二次穩(wěn)壓電路的功耗降低數(shù)毫瓦

當(dāng)談及待機(jī)損耗時(shí)，所有的電路都會(huì)涉及到，其中包括調(diào)節(jié)輸出的誤差放大器。圖 4 的左側(cè)部分顯示了一個(gè) 12V 電源的典型穩(wěn)壓電路。常用的TL431需要至少 1mA 的靜態(tài)電流來確保穩(wěn)壓。這是通過 R2 實(shí)現(xiàn)的，其通常會(huì)導(dǎo)致 15 mW～50 mW 的損耗。R3 和 R4 的電阻分壓器對(duì)輸出電壓進(jìn)行了設(shè)置。憑借一個(gè) 12.6 kΩ 的串聯(lián)電阻，這些電阻消耗的功耗便為 11mW。

圖4 20 mW～55 mW 損耗的任何部分都可以從穩(wěn)壓電路中去除掉

圖4 的右側(cè)顯示了一種調(diào)節(jié)輸出的更高效的方法。用 TLV431 來代替 TL431，這只需要 80μA 的靜態(tài)電流就可以確保穩(wěn)壓。通過光學(xué)耦合器驅(qū)動(dòng)的電流足以為TLV431 供電，因此就可以把 R2 去除掉了。TLV431 的額定最大壓為 6.3V，因此 “無經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)人員設(shè)計(jì)的由 Q1、R5 和 D1 組成的線性穩(wěn)壓器”電路保護(hù)了該器件。R5 和 D1 增加了額外的 3 mW 損耗。將反饋分壓器的電阻提高 10 倍我們就可以節(jié)省 10 mW 的功耗。

5、保持精確的偏置電平

如果您仍然想竭力節(jié)約更多電力的話，那么優(yōu)化控制器的偏置電壓可能會(huì)讓您實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。該偏置電壓必須要足夠高，以確?？刂破髟谒胸?fù)載條件下都保持開啟。此外，電壓還必須要足夠高以在其被施加到柵極時(shí)增強(qiáng) MOSFET。將偏置電壓設(shè)置到比控制器和 MOSFET 要求的任何更高電壓只會(huì)增大額外的損耗。

大多數(shù)控制器都會(huì)在觸發(fā)模式運(yùn)行時(shí)降低其靜態(tài)電流，這樣就減少了靜態(tài)電流增加偏置電壓的相關(guān)損耗。典型的靜態(tài)電流會(huì)從正常運(yùn)行時(shí)的 2 – 3mA 降為觸發(fā)運(yùn)行時(shí)的 200 – 300uA?？刂破鳟a(chǎn)品說明書中規(guī)定的這一電流不包括 MOSFET 柵極的充放電電流。柵極充電電力等于偏置電壓、柵極電荷、開關(guān)頻率以及觸發(fā)模式占空比的乘積。由于柵極電荷隨偏置電壓的增加而增加，不必要的高壓會(huì)進(jìn)一步增加損耗。幸運(yùn)的是，觸發(fā)模式運(yùn)行避免了偏置損耗過高。在大多數(shù)情況下，最小化偏置電壓可節(jié)省大約 10 mW～20 mW 的功耗。

最小化電源輕負(fù)載損耗需要仔細(xì)檢查每一個(gè)組件的功率損耗。僅僅幾毫瓦的功耗就可以決定一款產(chǎn)品是否符合能源之星標(biāo)準(zhǔn)。實(shí)現(xiàn)這些技術(shù)可以節(jié)省數(shù)百毫瓦的產(chǎn)品待機(jī)功耗。