基于L6562的高功率因數(shù)boost電路的設計
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儲能電感在Boost電路起著關鍵的作用。一般而言，其感量較大，匝數(shù)較多，阻抗較大，容易引起電感飽和，發(fā)熱量增加，嚴重威脅產(chǎn)品的性能和壽命。因此，對于儲能電感的設計，是Boost電路的重點和難點之一。本文基于ST公司的L6562設計了一種Boost電路，并詳細分析了磁性元器件的設計方法。
1 Boost電路的基本原理
Boost電路拓撲如圖1所示。圖中，當開關管T導通時，電流，IL流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能的形式儲存在電感線圈中，此時，電容Cout放電為負載提供能量；而當開關管T關斷時，由于線圈中的磁能將改變線圈L兩端的電壓VL卡及性，以保持其電流IL不突變。這樣，線圈L轉(zhuǎn)化的電壓VL與電源Vin串聯(lián)，并以高于輸出的電壓向電容和負載供電，如圖2所示是其電壓和電流的關系圖。圖中，Vcont為功率開關MOSFET的控制信號，VI為MOFET兩端的電壓，ID為流過二極管D的電流。以電流，IL作為區(qū)分，Boost電路的工作模式可分為連續(xù)模式、斷續(xù)模式和臨界模式三種。
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式(2)即為Boost電路工作于連續(xù)模式和臨界模式下的基本公式。
2 臨界狀態(tài)下的Boost-APFC電路設計
基于L6562的臨界工作模式下的Boost-APFC電路的典型拓撲結(jié)構如圖3所示，圖4所示是其APFC工作原理波形圖。
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L6562的引腳功能如下：
INV：該引腳為電壓誤差放大器的反相輸入端和輸出電壓過壓保護輸入端；
COMP：該引腳同時為電壓誤差放大器的輸出端和芯片內(nèi)部乘法器的一個輸人端。反饋補償網(wǎng)絡接在該引腳與引腳INV之間；
MULT：該引腳為芯片內(nèi)部乘法器的另一輸入端；
CS：該腳為芯片內(nèi)部PWM比較器的反相輸入端，可通過電阻R6來檢測MOS管電流；
ZCD：該腳為電感電流過零檢測端，可通過一限流電阻接于Boost電感的副邊繞組。R7的選取應保證流入ZCD引腳的電流不超過3 mA；
GND：該引腳為芯片地，芯片所有信號都以該引腳為參考，該引腳直接與主電路地相連；GD：為MOS管的驅(qū)動信號輸出引腳。為避免MOS管驅(qū)動信號震蕩，一般在GD引腳與MOS管的柵極之間連接一十幾歐姆到幾十歐姆的電阻，電阻的大小由實際電路決定；
VCC：芯片電源引腳。該引腳同時連接于啟動電路和電源電路。
另外，在電路設計時，穩(wěn)壓管D2應選用15 V穩(wěn)壓管，電容C2應選用10μF的電解電容；二極管D5應選用快恢復二極管(如1N4148)；電阻R3應選用幾百千歐的電阻。
圖5給出了由L6562構成的APFC電源的實際電路圖。圖中，輸入交流電經(jīng)整流橋整流后變換為脈動直流，作為Boost電路的輸入；電容C4用以濾除電感電流中的高頻信號，降低輸入電流的諧波含量；電阻R1和R2構成電阻分壓網(wǎng)絡，用以確定輸入電壓的波形與相位，電容C10用以慮除3號引腳的高頻干擾信號；Boost電感L的一個副邊繞組，一方面通過電阻R7將電感電流過零信號傳遞到芯片的5腳，另一方面作為芯片正常工作時的電源；芯片驅(qū)動信號通過電阻R8和R9連到MOS管的門極；電阻R11作為電感電流檢測電阻，用以采樣電感電流的上升沿(MOS管電流)，該電阻一端接于系統(tǒng)地，另一端同時接在MOS管的源極，同時經(jīng)電阻R10接至芯片的4腳；電阻R5和R6構成電阻分壓網(wǎng)絡，同時形成輸出電壓的負反饋回路；電容C9連接于芯片1、2腳之間，以組成電壓環(huán)的補償網(wǎng)絡；電阻R4，電容C6，二極管D5，穩(wěn)壓管D6和Boost電感的副邊則共同構成芯片電源。
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本設計采用AP法則來設計Boost電感。其原理是首先根據(jù)設計要求計算所需電感：
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式中，Virms為輸入電壓有效值；Vo為輸出電壓，fsw(min)為MOS管的最小工作頻率，通常在20kHz以上；Pi為輸入功率。計算要求的AP值為：
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式中，Ku為磁芯窗口利用率，Jc為電流密度，IL(pk)為電感電流峰值。
根據(jù)(4)式的計算結(jié)果可選擇磁芯的AP值(大于AP_req，AP=AeAw，單位為m4)。
然后根據(jù)所選磁芯來計算原邊匝數(shù)及所需氣隙。副邊匝數(shù)一般按10：1選取。
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為了驗證以上設計的合理性，本文設定最小輸入電壓為187 V，最大輸入電壓為264 V，輸入頻率為50 Hz，輸出電壓為400 V，PF=0．99，效率為87％，
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