常用電源設(shè)計(jì)技巧

　　一 反激式電源中的鐵氧體磁放大器

　　對(duì)于兩個(gè)輸出端都提供實(shí)際功率（5 V 2 A和12 V 3 A，兩者都可實(shí)現(xiàn)± 5%調(diào)節(jié)）的雙路輸出反激式電源來(lái)說(shuō)，當(dāng)電壓達(dá)到12 V時(shí)會(huì)進(jìn)入零負(fù)載狀態(tài)，而無(wú)法在5%限度內(nèi)進(jìn)行調(diào)節(jié)。線性穩(wěn)壓器是一個(gè)可實(shí)行的解決方案，但由于價(jià)格昂貴且會(huì)降低效率，仍不是理想的解決方案。我們建議的解決方案是在12 V輸出端使用一個(gè)磁放大器，即便是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也可使用。

　　為了降低成本，建議使用鐵氧體磁放大器。然而，鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統(tǒng)的矩形磁滯回線材料（高磁導(dǎo)率材料）的控制電路有所不用。鐵氧體的控制電路（D1和Q1）可吸收電流以便維持輸出端供電。該電路已經(jīng)過(guò)全面測(cè)試。變壓器繞組設(shè)計(jì)為5 V和13 V輸出。該電路在實(shí)現(xiàn)12 V輸出± 5%調(diào)節(jié)的同時(shí)，甚至還可以達(dá)到低于1 W的輸入功率（5 V 300 mW和12 V零負(fù)載）。

　　二 使用現(xiàn)有的消弧電路提供過(guò)流保護(hù)

　　考慮一下5 V 2 A和12 V 3 A反激式電源。該電源的關(guān)鍵規(guī)范之一便是當(dāng)12 V輸出端達(dá)到空載或負(fù)載極輕時(shí)，對(duì)5 V輸出端提供過(guò)功率保護(hù)(OPP)。這兩個(gè)輸出端都提出了± 5%的電壓調(diào)節(jié)要求。

　　對(duì)于通常的解決方案來(lái)說(shuō)，使用檢測(cè)電阻會(huì)降低交叉穩(wěn)壓性能，并且保險(xiǎn)絲的價(jià)格也不菲。而現(xiàn)在已經(jīng)有了用于過(guò)壓保護(hù)(OVP)的消弧電路。該電路能夠同時(shí)滿足OPP和穩(wěn)壓要求，使用部分消弧電路即可實(shí)現(xiàn)該功能。

　　從下圖可以看出，R1和VR1形成了一個(gè)12 V輸出端有源假負(fù)載，這樣可以在12 V輸出端輕載時(shí)實(shí)現(xiàn)12 V電壓調(diào)節(jié)。在5 V輸出端處于過(guò)載情況下時(shí)，5 V輸出端上的電壓將會(huì)下降。假負(fù)載會(huì)吸收大量電流。R1上的電壓下降可用來(lái)檢測(cè)這一大量電流。Q1導(dǎo)通并觸發(fā)OPP電路。

　　三 有源并聯(lián)穩(wěn)壓器與假負(fù)載

　　在線電壓AC到低壓DC的開關(guān)電源產(chǎn)品領(lǐng)域中，反激式是目前最流行的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這其中的一個(gè)主要原因是其獨(dú)有的成本效益，只需向變壓器次級(jí)添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓。

　　通常，反饋來(lái)自對(duì)輸出容差有最嚴(yán)格要求的輸出端。然后，該輸出端會(huì)定義所有其它次級(jí)繞組的每伏圈數(shù)。由于漏感效應(yīng)的存在，輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩(wěn)壓，特別是在給定輸出端因其它輸出端滿載而可能無(wú)負(fù)載或負(fù)載極輕的情況下更是如此。

　　可以使用后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載來(lái)防止輸出端電壓在此類情況下升高。然而，由于后級(jí)穩(wěn)壓器或假負(fù)載會(huì)造成成本增加和效率降低，因而它們?nèi)狈ψ銐虻奈?，特別是在近年來(lái)對(duì)多種消費(fèi)類應(yīng)用中的空載和/或待機(jī)輸入功耗的法規(guī)要求越來(lái)越嚴(yán)格的情況下，這一設(shè)計(jì)開始受到冷落。圖1中所示的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器不僅可以解決穩(wěn)壓?jiǎn)栴}，還能夠最大限度地降低成本和效率影響。

用于多路輸出反激式轉(zhuǎn)換器的有源并聯(lián)穩(wěn)壓器

　　該電路的工作方式如下：兩個(gè)輸出端都處于穩(wěn)壓范圍時(shí)，電阻分壓器R14和R13會(huì)偏置三極管Q5，進(jìn)而使Q4和Q1保持在關(guān)斷狀態(tài)。在這樣的工作條件下，流經(jīng)Q5的電流便充當(dāng)5 V輸出端很小的假負(fù)載。

　　5 V輸出端與3.3 V輸出端的標(biāo)準(zhǔn)差異為1.7 V。當(dāng)負(fù)載要求從3.3 V輸出端獲得額外的電流，而從5 V輸出端輸出的負(fù)載電流并未等量增加時(shí)，其輸出電壓與3.3 V輸出端的電壓相比將會(huì)升高。由于電壓差異約超過(guò)100 mV，Q5將偏置截止，從而導(dǎo)通Q4和Q1并允許電流從5 V輸出端流到3.3 V輸出端。該電流將降低5 V輸出端的電壓，進(jìn)而縮小兩個(gè)輸出端之間的電壓差異。

　　Q1中的電流量由兩個(gè)輸出端的電壓差異決定。因此，該電路可以使兩個(gè)輸出端均保持穩(wěn)壓，而不受其負(fù)載的影響，即使在3.3 V輸出端滿載而5 V輸出端無(wú)負(fù)載這樣最差的情況下，仍能保持穩(wěn)壓。設(shè)計(jì)中的Q5和Q4可以提供溫度補(bǔ)償，這是由于每個(gè)三極管中的VBE溫度變化都可以彼此抵消。二極管D8和D9不是必需的器件，但可用于降低Q1中的功率耗散，從而無(wú)需在設(shè)計(jì)添加散熱片。

　　該電路只對(duì)兩個(gè)電壓之間的相對(duì)差異作出反應(yīng)，在滿載和輕負(fù)載條件下基本不起作用。由于并聯(lián)穩(wěn)壓器是從5 V輸出端連接到3.3 V輸出端，因此與接地的并聯(lián)穩(wěn)壓器相比，該電路的有源耗散可以降低66%。其結(jié)果是在滿載時(shí)保持高效率，從輕負(fù)載到無(wú)負(fù)載的功耗保持較低水平。

　　四 采用StackFET?的高壓輸入開關(guān)電源

　　使用三相交流電進(jìn)行工作的工業(yè)設(shè)備常常需要一個(gè)可以為模擬和數(shù)字電路提供穩(wěn)定低壓直流電的輔助電源級(jí)。此類應(yīng)用的范例包括工業(yè)傳動(dòng)器、UPS系統(tǒng)和能量計(jì)。

　　此類電源的規(guī)格比現(xiàn)成的標(biāo)準(zhǔn)開關(guān)所需的規(guī)格要嚴(yán)格得多。不僅這些應(yīng)用中的輸入電壓更高，而且為工業(yè)環(huán)境中的三相應(yīng)用所設(shè)計(jì)的設(shè)備還必須容許非常寬的波動(dòng)—包括跌落時(shí)間延長(zhǎng)、電涌以及一個(gè)或多個(gè)相的偶然丟失。而且，此類輔助電源的指定輸入電壓范圍可以達(dá)到57 VAC至580 VAC之寬。

　　設(shè)計(jì)如此寬范圍的開關(guān)電源可以說(shuō)是一大挑戰(zhàn)，主要在于高壓MOSFET的成本較高以及傳統(tǒng)的PWM控制環(huán)路的動(dòng)態(tài)范圍的限制。StackFET技術(shù)允許組合使用不太昂貴的、額定電壓為600V的低壓MOSFET和Power Integrations提供的集成電源控制器，這樣便可設(shè)計(jì)出簡(jiǎn)單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作的開關(guān)電源。

采用StackFET技術(shù)的三相輸入3W開關(guān)電源

　　該電路的工作方式如下：電路的輸入端電流可以來(lái)自三相三線或四線系統(tǒng)，甚至來(lái)自單相系統(tǒng)。三相整流器由二極管D1-D8構(gòu)成。電阻R1-R4可以提供浪涌電流限制。如果使用可熔電阻，這些電阻便可在故障期間安全斷開，無(wú)需單獨(dú)配備保險(xiǎn)絲。pi濾波器由C5、C6、C7、C8和L1構(gòu)成，可以過(guò)濾整流直流電壓。

　　電阻R13和R15用于平衡輸入濾波電容之間的電壓。

　　當(dāng)集成開關(guān)(U1)內(nèi)的MOSFET導(dǎo)通時(shí)，Q1的源端將被拉低，R6、R7和R8將提供柵極電流，并且VR1到VR3的結(jié)電容將導(dǎo)通Q1。齊納二極管VR4用于限制施加給Q1的柵極源電壓。當(dāng)U1內(nèi)的MOSFET關(guān)斷時(shí)，U1的最大化漏極電壓將被一個(gè)由VR1、VR2和VR3構(gòu)成的450 V箝位網(wǎng)絡(luò)箝位。這會(huì)將U1的漏極電壓限制到接近450 V。與Q1相連的繞組結(jié)束時(shí)的任何額外電壓都會(huì)被施加給Q1。這種設(shè)計(jì)可以有效地分配Q1和U1之間的整流輸入直流電壓和反激式電壓總量。電阻R9用于限制開關(guān)切換期間的高頻振蕩，由于反激間隔期間存在漏感，箝位網(wǎng)絡(luò)VR5、D9和R10則用于限制初級(jí)上的峰值電壓。

　　輸出整流由D1提供。C2為輸出濾波器。L2和C3構(gòu)成次級(jí)濾波器，以減小輸出端的開關(guān)紋波。

　　當(dāng)輸出電壓超過(guò)光耦二極管和VR6的總壓降時(shí)，VR6將導(dǎo)通。輸出電壓的變化會(huì)導(dǎo)致流經(jīng)U2內(nèi)的光耦二極管的電流發(fā)生變化，進(jìn)而改變流經(jīng)U2B內(nèi)的晶體管的電流。當(dāng)此電流超出U1的FB引腳閾值電流時(shí)，將抑制下一個(gè)周期。輸出穩(wěn)壓可以通過(guò)控制使能及抑制周期的數(shù)量來(lái)實(shí)現(xiàn)。一旦開關(guān)周期被開啟，該周期便會(huì)在電流上升到U1的內(nèi)部電流限制時(shí)結(jié)束。R11用于限制瞬態(tài)負(fù)載時(shí)流經(jīng)光耦器的電流，以及調(diào)整反饋環(huán)路的增益。電阻R12用于偏置齊納二極管VR6。

　　IC U1 (LNK 304)具有內(nèi)置功能，因此可根據(jù)反饋信號(hào)消失、輸出端短路以及過(guò)載對(duì)該電路提供保護(hù)。由于U1直接由其漏極引腳供電，因此不需要在變壓器上添加額外的偏置繞組。C4用于提供內(nèi)部電源去耦。

　　五 使用TopSwitch.-GX設(shè)計(jì)正激式轉(zhuǎn)換器

　　該電路能確保變壓器在每個(gè)周期進(jìn)行復(fù)位，因此可大大簡(jiǎn)化使用TopSwitch-GX設(shè)計(jì)正激式轉(zhuǎn)換器的過(guò)程。

正激式轉(zhuǎn)換器復(fù)位檢測(cè)方案

　　檢測(cè)電路與正激式轉(zhuǎn)換器偏置繞組配合使用可以檢測(cè)關(guān)斷期間的電壓波形。當(dāng)此間電壓較高時(shí)，信號(hào)會(huì)應(yīng)用于TopSwitch-GX L引腳，使其斷開與S引腳的連接，從而抑制內(nèi)部MOSFET開始另一個(gè)導(dǎo)通周期。當(dāng)偏置繞組上的電壓信號(hào)開始衰弱時(shí)，即表示變壓器已經(jīng)復(fù)位，L引腳