基于高頻交流鏈接技術電容充電電源研究

3 工作過程分析
電源工作分3個過程：諧振電容Cr充電過程分為兩個過程，分別記為模式1和模式2；Cr放電只有一個過程，記為模式3。3個過程形成一個諧振周期，諧振電感電流iLr波形和諧振電容電壓uCr(t)波形如圖2所示。為了更好理解3個工作過程，引入三相輸入相電壓：

為分析方便，考察三相輸入相電壓的相位從0到6／π，此時三相輸入相電壓滿足|ua|≥|ub|≥|uc|，定義UM=|ua-ub|和UN=|ua-uc|。由于串聯(lián)諧振電路的諧振頻率(60 kHz)遠高于工頻(50 Hz)，在一個周期內，相電壓變化極小，因此分析時假定加載到諧振回路中電壓為恒定值。負載電容CL等效到初級的電容值遠大于CL，則在一個諧振周期內，CL的電壓上升非常小，在分析過程中將其視為一個直流源。

在t0時刻，首先驅動VS2和VS12，UN加載到諧振電路上，a相和c相形成電流回路，iLr增加，電流特性由LC串聯(lián)諧振回路決定，同時Cr和負載電容CL開始充電，UCr和CL的電壓Uo開始上升。等效電路如圖3所示。假定模式1工作初始條件為：ILr(t0)=0，UCr(t0)=-2Uo。諧振電感電流和諧振電容電壓為：

在t0～t1時間段內流出a相和c相電荷量為：

在t1時刻，驅動VS10，UM加載到諧振電路上，此時c相的電流被自然換流．a相和b相形成電流回路，iLr繼續(xù)按照串聯(lián)諧振電流特性變化，直至電流為零，此時UCr達到峰值。等效電路與圖3a類似，僅將UN換為UM即可。模式2的初始條件為：

t2時刻，驅動VS1，VS9，iLr反向流動，Cr開始放電，t3時刻電流為零。等效電路與模式2相同，但iLr反向。模式3初始條件：ILr(t2)=0，UCr(t2)=UM-Uo+IMZ。
則可知iLr(t)和uCr(t)的表達式為：


4 控制策略
一個諧振周期內，模式1和模式2的電流方向規(guī)定為正，正向電流的電荷量規(guī)定為從三相流出的電荷量，反向電流的電荷量為流回三相的電荷量，則從三相流出的凈電荷量為：

Q可視為從a相流出，而從c相和b相流出的電荷量分別為Q1和Q2-Q3。采用電荷控制理論，使得從a相和c相流出的電荷量正比于各自的相電壓，比例系數(shù)為k，其表達式為：

θ隨三相交流相電壓(0～π／6)及Uo變化的曲線如圖4a所示。由圖可知，隨著Uo的升高和三相交流相電壓的變化，θ單調增大，最大值為半個充電周期。θ的變化，從另一個角度說明隨著Uo的升高，輸出能量增大。

諧振電流周期fs隨三相交流相電壓及Uo變化的曲線如圖4b所示?？梢?，fs隨著Uo的升高，先變大后變小。隨著三相交流相電壓的變化，諧振電流周期也是先變大后變小。周期的最大值大約為6．47 rad。相比DC-link技術串聯(lián)諧振變換器的電流周期增大0．19 rad。而最大的周期出現(xiàn)在0．15 rad。
諧振電容器上剩余電壓隨三相交流相電壓和Uo變化曲線如圖4c所示。
諧振電容器上剩余電壓隨著uo升高而增大，隨三相交流電壓的變化先增大后減小，首末兩點電壓相同，最大電壓出現(xiàn)在相位為3／π點處。

5 實驗結果
在上述原理分析的基礎上，設計了一臺電容充電電源的實驗樣機，主要參數(shù)：交流輸入380 V，電源輸出電壓為50 kV，充電速率為60 kJ／s，諧振電容1．98μF，諧振電感2．25μH，開關頻率30 kHz。

圖5a示出三相交流輸入線電流iac與交流相電壓uac波形，uac，iac保持比例關系且同相位。使用電能分析儀測量功率因數(shù)，測量值為0．99。充電初期和末期的開關電流如圖5b所示。由圖可見，隨著uo升高，切換時間從1μs增加到2μs，電流前半周期從6μs增加到7μs，后半周期由于分布電容的影響變小。

6 結論
推導出在電流斷續(xù)條件下，電源各個工作模式下的電流特性，研究了三相電網電壓和輸出電壓對開關切換時間和諧振電流周期的影響。設計了一臺基于高頻交流鏈接技術的電容充電電源的樣機，開展實驗研究。實驗結果表明：應用電荷控制方式，電網輸入端可達到很高的功率因數(shù)，且開關切換時間(角度)和諧振電流的周期隨三相電網電壓和輸出電壓發(fā)生變化。