基于TLV2374的弧線電機電流采樣系統(tǒng)
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目前天文望遠鏡常用的傳動方式主要為蝸輪蝸桿傳動、齒輪傳動、摩擦傳動、和直接驅動等方式。這里采用直接驅動式望遠鏡機架，采用組合式弧線交流PMSM。直接驅動將電機與負載直接耦合在一起，提高了系統(tǒng)可靠性，但對電機本身運行平穩(wěn)性及超低速提出了更高的要求。
電流環(huán)在伺服驅動系統(tǒng)中占有重要地位，直接決定伺服系統(tǒng)的好壞，很多文獻都對電流采樣進行了研究。電流環(huán)是望遠鏡驅動控制系統(tǒng)的內環(huán)，電流采樣的精度和速度直接影響整個電流環(huán)的運算精度，從而對望遠鏡機架驅動跟蹤性能產生重大影響，電流環(huán)的設計是保證望遠鏡跟蹤目標的速度精度及力矩平穩(wěn)性的關鍵部分。在此設計了基于單電源供電的電流采樣電路，并采用TMS320F2812實現(xiàn)電流采樣環(huán)節(jié)的A／D轉換，為后續(xù)控制器的設計提供了方便。
2 機架驅動電流采樣電路設計
采用弧線交流PMSM，定子直徑為2．5 m，轉子直徑為2．2 m，15組定子單元，60對極的磁極組成轉子，每組定子單元與4對極的轉子組成一臺弧線型交流PMSM，共由15組單元電機組成。其中任意一臺單元電機可獨立工作，也可和其中的幾臺電機一起工作。2．5 m直接驅動電機可驅動口徑為4 m的望遠鏡。電機參數(shù)：額定功率3 kW；額定電壓380 V；額定電流12 A；額定頻率0．533 Hz；轉動慣量262．74kg·m2；額定轉速4 r·min-1；定子電阻33 Ω；極對數(shù)為60。
目前常用的控制器有單片機、ARM及DSP等數(shù)字系統(tǒng)。電機輸出的電流是模擬信號，在此選取TMS320F2812實現(xiàn)A／D轉換，電流采樣電路是單電源供電的TLV2374。根據(jù)電機參數(shù)，電流傳感器采用LTS25-NP。
2．1 望遠鏡機架驅動實現(xiàn)總框圖
所設計的電流檢測電路將弧線交流PMSM的三相定子電流經電流傳感器后進入DSP的A／D口，將其轉換為數(shù)字信號，便于控制器及逆變器信號的處理。由于弧線電機的定子繞組采用Y接法，則有ic=ia+ib，因此只需要檢測其中兩相電流，即可得到三相電流。交流PMSM要想實現(xiàn)高性能的閉環(huán)控制，電流反饋環(huán)節(jié)必不可少，只有檢測出定子繞組的電流，才能為逆變環(huán)節(jié)即SVPWM算法的實現(xiàn)提供基礎。由PMSM工作原理可知，定子電流檢測的精度和實時性是決定整個矢量控制系統(tǒng)精度的關鍵。
對于精密弧線電機，驅動望遠鏡時，閉環(huán)才是保證跟蹤目標和圖像質量的首選控制方式，能實現(xiàn)高精度、高性能的傳動和伺服控制。另外，一個完善可靠的驅動系統(tǒng)在硬件上包括過壓、欠壓、過流保護等各類故障檢測和保護電路，這些電路均需檢測電機的電壓和電流信號。弧線交流PMSM的驅動系統(tǒng)由位置環(huán)、速度環(huán)、電流環(huán)組成，圖1示出望遠鏡機架驅動實現(xiàn)總框圖。
2．2 TLV2374電流采樣電路設計
TLV2374器件是單電源供電運算放大器，具有軌對軌的輸入輸出能力，最低操作供電電壓至2．7 V，軌對軌的擺幅輸出特性，可提供3 MHz的帶寬，僅需550μA的工作電流，最大工作電壓可達16 V。經過長時間的研究及實驗，這里給出單電源供電的電流采樣系統(tǒng)的詳細設計過程。
系統(tǒng)采用的電流傳感器IXS25-NP是閉環(huán)原理的傳感器，5 V單電源供電，使外圍的硬件電路設計更簡單，無需增加電壓抬升電路，從而減少了電源對系統(tǒng)的干擾。該電流傳感器溫漂小，精度高，采樣電阻是內置式的，為電壓型輸出，避免了出現(xiàn)因增加外接采樣電阻及運放后進入DSP使精度有所降低的情況，輸出特性曲線如圖2所示。
電流傳感器的接法共有3種，按其中一種接法，電流傳感器的輸出電壓范圍是1．9～3．1 V，該范圍的電壓不能直接送入到DSP的A／D(0～3 V)進行轉換，且電壓范圍過小，必然降低A／D轉換器的轉換精度，為充分利用A／D轉換器，在此根據(jù)實際A／D轉換結果，設計了電流采樣電路，將滿量程時信號的輸出范圍調整到0～2．8 V，實驗證明超過2．8 V將導致有時輸出是飽和狀態(tài)，為預防電路在非正常情況下?lián)p壞DSP的A／D接口，電路中增加了限幅電路。設采樣電路輸入為Uin，范圍是1．9～3．1 V，采樣電路的輸出為Uo，范圍是0～2．8 V，設輸入輸出為線性關系，則有：
Uo=AUin+B (1)
根據(jù)輸入輸出之間的關系，計算出A=7／3和B=-133／30，即：
Uo=7Uin／3-133／30 (2)
由式(2)知輸入輸出的實質是由運放構成的減法電路，設計出單電源運放組成的減法電路即可。由于TLV2374是單電源供電，可知其供電電壓正電源是5 V，負電源是2．5 V，在此采用電壓基準芯片并調整得到2．5 V基準電壓，若設電流傳感器的輸出為Uin1，2．5 V基準電壓為Uin2，則有：
Uo=7Uin1／3-133Uin2／75 (3)
選擇合適的電阻實現(xiàn)該采樣電路。圖3為電流傳感器的檢測采樣電路，共有4級處理：第1級進行阻抗變換；第2級是二階有源濾波電路；第3和第4級是上式算出的減法電路，其中，為保證輸入輸出為式(3)的關系，有意在比例電路部分放置了兩個1／1 000的精密可調電阻來調節(jié)輸入輸出的線性關系。需注意在使用單電源供電的運放時，比例增益都是相對同相端的電壓而言。
實際調試中，由于經傳感器出來的電流信號有高次諧波及其他干擾信號，因此必需設計硬件濾波器進行抑制，該系統(tǒng)設計的二階低通濾波器的電流檢測電路位于上述情況中的第2級，在此考慮到精密弧線電機的超低速，所設計低通濾波器的截止頻率為10 Hz，注意電容值的選取，反相端電容通常是同相端電容的2倍，電流采樣電路具體實現(xiàn)如圖3所示。
3 A／D校正及電流采樣實驗結果
TMS320F2812自帶一個12位帶流水線的ADC，而A／D轉換的精度直接決定控制系統(tǒng)性能的優(yōu)劣，如芯片內部A／D轉換、A／D轉換的增益和偏移都能影響ADC最終結果，這些對使用者而言都已無法改變，用戶在使用過程中可通過修改外圍硬件設計減少輸入誤差、調節(jié)芯片參數(shù)減少輸入和轉換誤差、軟件濾波減少輸出誤差及軟件校正提高其轉換精度。TMS320F2812的ADC轉換精度較差的主要原因是存在增益和偏移誤差，要提高轉換精度就必須對這兩種誤差進行補償。
12位的A／D所能表示的數(shù)據(jù)范圍是(0000H～0FFFH)，即0～4 095，為充分發(fā)揮DSP 16位的特性，將轉換結果放在(0000H—FFF0H)，即0～65 520。前面已經提到，A／D結果寄存器的值是單極性的數(shù)據(jù)，而在后續(xù)的控制處理程序中，要求轉換結果是雙極性的數(shù)據(jù)，對于這種情況，在進行轉換時就將其轉換成雙極性數(shù)據(jù)。圖4為實際采樣時理想增益與實際增益模擬量與數(shù)字量之間的關系曲線。圖中橫軸是實際電壓，縱軸是轉換的數(shù)字量，存儲在結果寄存器中，實際與理想情況相比存在增益和偏移誤差，必須對其校正才能提高其轉換精度。根據(jù)上述描述，首先編寫出校正增益和偏移量的程序，然后用來校正TMS320F2812的其他通道，A／D電流采樣總流程如圖5所示。
輸出的電流由于不可避免地含有噪聲，在A／D轉換前還必須進行數(shù)字濾波，電流采樣濾波采用擴展的卡爾曼濾波方法估算實時電流最優(yōu)化，以提高瞬間電流測試的精度，獲得正弦特性的旋轉磁場，使PMSM在超低速運行時更平穩(wěn)。在使用DSP進行A／D轉換時，為了提高轉換精度，采用校正的方法選取兩個基準電壓，在此選取0．5 V和2．5 V?；鶞孰妷憾加缮鲜鲭妷夯鶞市酒峁Ｕ娐分惺褂肈SP的A／D通道，軟件處理使0～．8 V單極性信號直接轉換到-1．4～1．4 V的雙極性信號，方便了電流環(huán)節(jié)的信號處理。選取頻率為0．2 Hz與2 Hz的信號相比較，兩者的轉換結果如圖6所示，圖中橫坐標是轉換信號的周期，縱坐標是電流信號經傳感器后放大電路處理后的電壓值。由圖可見，硬件電路和軟件算法都很好地實現(xiàn)了電流信號的轉換。根據(jù)實驗記錄可知，有源濾波電路的截止頻率也影響轉換結果，如果望遠鏡的轉速很低，在實際應用過程中要考慮降低二階低通有源濾波器的截止頻率。
4 結論
鑒于使用的電機是特別定制的直徑2．5 m的組合式弧線交流永磁同步電機，市場上現(xiàn)有的驅動板不能使其正常運行。考慮到驅動系統(tǒng)的復雜性，應盡量簡化電路，因此采用單電源供電的運算放大器實現(xiàn)電流采樣電路，并且電流采樣的精度直接決定了望遠鏡機架運行的穩(wěn)定性，進而影響望遠鏡的跟蹤和觀測質量，因此該電流采樣電路的精度要求較高。
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