電子設計基礎：電阻電橋基礎（二）

　　18位ADC可以使用帶內(nèi)部放大器的更低分辨率的轉(zhuǎn)換器來代替，例如16位的MAX1416。8倍的增益相當于將ADC轉(zhuǎn)換結(jié)果向高位移了3位。從而利用了全部的轉(zhuǎn)換位并將轉(zhuǎn)換需求減少到15位。是選用無增益的高分辨率轉(zhuǎn)換器，還是有增益的低分辨率轉(zhuǎn)換器，這要看在具體使用的增益和轉(zhuǎn)換速率下的噪聲規(guī)格。Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的有效分辨率通常受到噪聲的限制。

　　溫度測量

　　如果測量溫度僅僅是為了對壓力傳感器進行補償，那么，溫度測量不要求十分準確，只要測量結(jié)果與溫度的對應關系具有足夠的可重復性即可。這樣將會有更大的靈活性和較松的設計要求。有三個基本的設計要求：避免自加熱、具有足夠的溫度分辨率、保證在ADC的測量范圍之內(nèi)。

　　使最大Vt電壓接近于最大壓力信號有利于采用相同的ADC和內(nèi)部增益來測量溫度和壓力。本例中的最大輸入電壓為+204mV。考慮到電阻的誤差，最高溫度信號電壓可保守地選擇為+180mV。將Rt上的電壓限制到+180mV也有利于避免Rt的自加熱問題。一旦最大電壓選定，根據(jù)在85°C （Rt = 132.8Ω），VB = 5.25V的條件下產(chǎn)生該最大電壓可以計算得到R1。R1的值可通過式3進行計算，式中的Vtmax是RT上所允許的最大壓降。溫度分辨率等于ADC的電壓分辨率除以Vt的溫度敏感度。式4給出了溫度分辨率的計算方法。（注意：本例采用的是計算出的最小電壓分辨率，是一種較為保守的設計。你也可以使用實際的ADC無噪聲分辨。）

　　R1 = Rt × （VB/Vtmax - 1）（式3）

　　R1 = 132.8Ω × （5.25V/0.18V - 1） ≈ 3.7kΩ

　　TRES = VRES × （R1 + Rt）2/（VB × R1 × ΔRt/°C）（式4）

　　這里，TRES是ADC所能分辨的攝氏溫度測量分辨率。

　　TRES = 30μV/count × （3700Ω + 132.8Ω）2/（4.75V Ω 3700Ω × 0.38Ω/°C） ≈ 0.07°C/count

　　0.07°C的溫度分辨率足以滿足大多數(shù)應用的要求。但是，如果需要更高的分辨率，有以下幾個選擇：使用一個更高分辨率的ADC；將RTD換成熱敏電阻；或?qū)TD用于電橋，以便在ADC中能夠使用更高的增益。

　　注意，要得到有用的溫度結(jié)果，軟件必須對供電電壓的變化進行補償。另外一種代替方法是將R1連接到VREF，而不是VB。這樣可使Vt不依賴于VB，但也增加了參考電壓的負載。

　　優(yōu)化的電壓驅(qū)動

　　硅應變計和ADC的一些特性允許圖1電路進一步簡化。從式1可以看出，電橋輸出與供電電壓（VB）直接成正比。具有這種特性的傳感器稱為比例傳感器。式5為適用于所有具有溫度相關誤差的比例傳感器的通用表達式。在式1中，將VB右邊的所有部分用通用表達式f（p，t）代替便是式5。這里，p是被測物理量的強度，而t則為溫度。

　　VOUT = VB × ?（p，t）（式5）

　　ADC也具有比例屬性，它的輸出與輸入電壓和參考電壓的比直接成比例。式6描述了一般的ADC的數(shù)據(jù)讀取值（D）與輸入信號（Vs）、參考電壓（VREF）、滿量程讀數(shù)（FS）、以及比例因子（K）之間的關系。該比例因子與具體的轉(zhuǎn)換器架構以及內(nèi)部放大倍數(shù)有關。

　　D = （Vs/VREF）FS × K（式6）

　　將式6中的Vs用式5中的VOUT表達式代換，ADC對于性能的影響就會顯現(xiàn)出來。結(jié)果見式7：

　　D = （VB/VREF） × ?（p，t） × FS × K（式7）

　　由式7可見，對于測量結(jié)果而言，更為重要的是VB和VREF的比值，而非它們的絕對值。因此，圖1電路中的電壓基準源可以不用。ADC的參考電壓可以取自一個簡單的電阻分壓器，只要保持恒定的VB/VREF之比即可。這一改進不僅省去了電壓基準，也免去了對VB的測量，以及補償VB變化所需的所有軟件。這種技術適用于所有比例傳感器。RT和R1串聯(lián)構成的溫度傳感器也是比例型的，因此，溫度檢測也不需要電壓基準。該電路如圖2所示。

　　圖2. 比例測量電路示例。壓力傳感器的輸出、RTD電壓、以及ADC參考電壓均與供電電壓直接成正比。該電路無需絕對電壓基準，同時簡化了確定實際壓力時所必需的計算。

　　省去RTD

　　硅基電阻對溫度十分敏感，根據(jù)這種特性，可用電橋電阻作為系統(tǒng)的溫度傳感器。這不僅降低了成本，而且會有更好的效果。因為它不再受RTD和壓敏電橋之間溫度梯度的影響。正像前面所提到的，溫度測量的絕對精度并不重要，只要溫度測量是可重復的和唯一的。這種唯一性要求限定了這種溫度檢測方法只能用于施壓后橋路電阻保持恒定的電橋。幸運的是，大多數(shù)硅傳感器采用全工作橋，能夠滿足該要求。

　　圖3電路中，在電橋低壓側(cè)串聯(lián)一個電阻（R1），從而得到一個溫度相關電壓。增加這個電阻會減小電橋電壓，從而減小其輸出。減小的幅度一般不是很大，況且只需略微增加增益或減小參考電壓就足以對其加以補償。式8可用于計算R1的保守值。對于大多數(shù)應用，當R1小于RB/2時，電路能很好地工作。

　　R1 = （RB × VRES）/（VDD × TCR × TRES - 2.5 × VRES）（式8）

　　這里，RB是傳感器電橋的輸入電阻，VRES是ADC的電壓分辨率，VDD是供電電壓，TCR為傳感器電橋的電阻溫度系數(shù)，而TRES是所期望的溫度分辨率。

　　圖3. 用電橋輸出測量壓力和用電橋電阻測量溫度的比例電路實例

　　繼續(xù)上述實例并假定希望得到0.05°C的溫度分辨率，R1 = （4.5kΩ × 30μV/count）/（（（5V × 1200ppm/°C × 0.05°C/count） - 2.5） × 30μV/count） = 0.6kΩ。由于R1小于RB的一半，這一結(jié)果是有效的。在該例中，R1的增加使VB下降12%。在選擇轉(zhuǎn)換器時，可以將17.35位的分辨率要求向上舍入為18位。增加的分辨率用于補償VB降低的影響綽綽有余。

　　溫度上升時，電橋電阻的上升使電橋上的電壓降也上升。這種VB隨溫度的變化形成了一個附加的TCS項。正好該值為正值，而傳感器的固有TCS值是負數(shù)，這樣，將一個電阻與傳感器串聯(lián)實際會減小未經(jīng)補償?shù)腡CS誤差。上面的校準技術仍然有效。只是需要補償?shù)恼`差略小了一些。

　　電流驅(qū)動

　　有一類特殊的壓阻式傳感器被稱為恒流傳感器或電流驅(qū)動傳感器。這些傳感器經(jīng)過特殊處理，當它們采用電流源驅(qū)動時，靈敏度在溫度變化時保持恒定（TCS ≈ 0）。電流驅(qū)動傳感器經(jīng)常增加附加電阻，可以消除或者顯著降低偏移誤差和OTC誤差。這實際上是一種模擬的傳感器校準技術。這可以將設計者從繁雜的工作中解放出來，不必對每個傳感器在不同溫度和壓力下進行測量。這種傳感器在寬溫范圍內(nèi)的絕對精度通常不如數(shù)字校準的傳感器好。數(shù)字技術仍然能用于改善這些傳感器的性能，通過測量電橋上的電壓很容易獲得溫度信息，其靈敏度通常大于2000ppm/°C。圖4所示是一種電流驅(qū)動的電橋電路。該電路使用同一個電壓基準源來建立恒定電流和為ADC提供基準電壓。

　　圖4. 該電路使用了一個電流驅(qū)動傳感器，采用傳統(tǒng)的電流源電路驅(qū)動

　　省去電流源

　　理解了電流驅(qū)動式傳感器如何對STC進行補償，就可以采用圖5電路在不帶電流源的情況下達到與圖4電路相同的效果。電流驅(qū)動傳感器仍具有一個激勵電壓（VB），只是VB并不固定于電源電壓。VB由電橋阻抗和流過電橋的電流來決定。如前所述，硅電阻具有正溫度系數(shù)。這樣，當電橋由電流源供電時，VB將隨溫度的升高而增加。如果電橋的TCR （阻抗溫度系數(shù)）與TCS幅值相等而符號相反，那么，VB將隨著溫度以適當?shù)谋嚷试黾樱瑢`敏度的降低進行補償。在某個有限的溫度范圍內(nèi)，TCS將接近零。

　　圖5. 此電路采用電流驅(qū)