一種發(fā)動機(jī)高溫差環(huán)境下的基準(zhǔn)電壓源電路

　發(fā)動機(jī)控制芯片在汽車中得到了廣泛的應(yīng)用，是汽車電子的核心部分之一。發(fā)動機(jī)控制芯片結(jié)合了大量的傳感器接口電路、ADC、控制器等模擬與數(shù)字電路模塊。對于模擬電路，過低和過高的溫度，都可能會導(dǎo)致芯片失效。極限溫度導(dǎo)致電路失效的原因通常有：電路的偏置電流隨溫度變化過大，使得電路偏離了正常工作狀態(tài)；電路輸出節(jié)點的共模電壓隨溫度的變化產(chǎn)生了漂移，導(dǎo)致下一級電路無法正常偏置等問題。
　在模擬電路設(shè)計中，帶隙基準(zhǔn)電壓/電流源負(fù)責(zé)給偏置電路提供穩(wěn)定、不隨溫度變化的偏置參考電流和電壓，用來給電路提供穩(wěn)定的偏置電流和共模電壓。發(fā)動機(jī)控制芯片通常安裝在發(fā)動機(jī)周圍，發(fā)動機(jī)艙在長途行車過程中的極限溫度可能會高達(dá)125℃。而在寒冷地區(qū)，冷車狀態(tài)下發(fā)動機(jī)艙溫度可能低至-40℃。在如此大的溫度跨度下，要保證發(fā)動機(jī)控制芯片可以正常運(yùn)作，參考電流源與參考電壓源的誤差必須控制在很小的范圍之內(nèi)a，這對帶隙基準(zhǔn)模塊的設(shè)計提出了更高的要求。該基準(zhǔn)電路必須在-40℃~125℃的范圍內(nèi)提供恒定的輸出電壓/電流信號。因此，應(yīng)該具有更低的溫度系數(shù)和更寬的工作溫度范圍。此外，由于發(fā)動機(jī)的工況經(jīng)常因行駛情況而改變，同時由于發(fā)動機(jī)艙內(nèi)各種電氣開關(guān)帶來的電壓波動，給發(fā)動機(jī)控制芯片供電的電源電壓通常會經(jīng)歷嚴(yán)重的紋波干擾。這要求芯片中的帶隙基準(zhǔn)源應(yīng)具備較強(qiáng)的電源抑制比。本文正是從以上兩點出發(fā)，提出了一種針對汽車控制芯片的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路，用于降低由極限溫度引發(fā)的芯片失效風(fēng)險。
1 帶隙基準(zhǔn)電壓源電路設(shè)計與分析
　帶隙基準(zhǔn)的核心原理是產(chǎn)生一個具有一階正溫度系數(shù)的電壓/電流量，與一個具有一階負(fù)溫度系數(shù)的電壓/電流量以一定的系數(shù)相加，以達(dá)到抵消溫度系數(shù)的效果。一個雙極晶體管的基極與發(fā)射極電壓Vbe就可以看成是一個常用的負(fù)溫度系數(shù)源。將一個三極管連接成二極管形式，對Vbe求偏導(dǎo)，可以得到以下結(jié)論：

　本文提出一種基于不同溫度系數(shù)電阻的二階溫度補(bǔ)償方法，其電路原理圖如圖6所示。在圖2所示的一階電路的基礎(chǔ)上增加3個多晶硅電阻(R6~R8)，該電阻與一階電路中的擴(kuò)散電阻具有不同的溫度系數(shù)。仿真結(jié)果表明，使用該方法可以實現(xiàn)175℃溫度范圍內(nèi)0.25 mV的輸出電壓誤差。

　由三極管Q1~Q2，電阻R1~R8、晶體管M1~M3、誤差放大器A1組成一階帶隙基準(zhǔn)電壓源核心電路。Q3、M6~M8用來產(chǎn)生與溫度呈正比例關(guān)系變化的電流IPTAT，提供給發(fā)動機(jī)控制芯片中的溫度傳感器模塊。R1、R3和R4為擴(kuò)散電阻，具有正溫度系數(shù)。R6~R8為多晶硅電阻，具有負(fù)溫度系數(shù)，在電路中起到高階溫度補(bǔ)償?shù)淖饔?。M5、M10、R5、Q3組成啟動電路，在芯片上電時，M5導(dǎo)通，當(dāng)電路進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，M5自動被切斷。

　式(5)中的前兩項與式(3)相同，第三項為高階補(bǔ)償項。由于R6與R2具有不同溫度系數(shù)，故R6/R2至少是溫度的一階函數(shù)，由于VT本身是溫度的一階函數(shù)，故第三項至少是溫度的二階函數(shù)。通過合理地選擇R6值，可以較大程度上抵消Vbe的高階溫度系數(shù)。
　經(jīng)過本文方法補(bǔ)償后的輸出電壓隨溫度變化曲線如圖7所示。從圖中可以看出，從-50℃變化到125℃的過程中，輸出電壓最大只變化了0.25 mV，達(dá)到了顯著的補(bǔ)償效果。此外，由于采用了電流型帶隙基準(zhǔn)源結(jié)構(gòu)，R1、R3與雙極性器件所在支路并聯(lián)，降低了所在支路的等效電阻，從而減弱了電源電壓波動對該節(jié)點電壓的影響，提高了電源抑制比。圖8所示為誤差放大器A1的原理圖，該誤差放大器使用折疊共源放大結(jié)構(gòu)。輸入跨導(dǎo)級為雙極型NPN管，可以降低放大器失調(diào)與噪聲帶來的影響。此外，還需要注意的是，在有誤差放大器的基準(zhǔn)電路中，正反饋環(huán)路與負(fù)反饋環(huán)路是同時存在的，如圖6所示，M2、R2、Q2所在支路是負(fù)反饋，而M1、Q1所在支路則是正反饋。為了保證電路穩(wěn)定性，需要使該系統(tǒng)總體上表現(xiàn)為負(fù)反饋，因此負(fù)反饋系數(shù)應(yīng)該大于正反饋系數(shù)。在本設(shè)計中，R2與Q2的導(dǎo)通電阻1/gm2的和大于Q1的導(dǎo)通電阻1/gm1，使電路的穩(wěn)定性得到了保證。

　本文提出一種基于使用SMIC 0.18 μm MIXIC工藝，應(yīng)用于發(fā)動機(jī)控制芯片的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路，該電路在一階電流型帶隙基準(zhǔn)源基本結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，使用不同溫度系數(shù)的電阻進(jìn)行了簡單有效的二階溫度系數(shù)補(bǔ)償。該基準(zhǔn)電壓源在-50℃~125℃溫度范圍內(nèi)，輸出參考電壓誤差小于0.25 mV，低頻時電源抑制比可以達(dá)到99 dB。該基準(zhǔn)電路具有良好的溫度穩(wěn)定性與抗電源干擾能力，其在發(fā)動機(jī)控制芯片中有很好的應(yīng)用價值。
參考文獻(xiàn)
[1] JOHNS D， MARTIN K. Analog integrated circuit design[M]. Wiley，1997.
[2] BANBA H， SHIGA H， UMEZAWA A， et al. A CMOS bandgap reference circuit with sub-1-V operation[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 1999，34：670-674.
[3] LEUNG K N， MOK P K T. A sub-1-V 15-ppm/℃ CMOS bandgap voltage reference without requiring low threshold voltage device[J]. IEEE Journal of Solid-State Circuits， 2002，37：526-530.
[4] Xing Xinpeng， Li Dongmei， Wang Zhihua. A novel CMOS current mode bandgap reference[J]. Journal of Semiconductors， 2008， 29(7)： 1249-1253.
[5] 盛慶華，張亞君，王紅義. 一種線性補(bǔ)償?shù)膸痘鶞?zhǔn)電路[J].微電子學(xué)與計算機(jī)，2007，24(1)：167-172.