利用信號調(diào)節(jié)器的抗混淆濾波器 實現(xiàn)混合信號、多模態(tài)傳感器調(diào)節(jié)

但是，如果相同的5kHz放大器用于圖2所示電路，并且兩個傳感元件的信號被依次采樣，則數(shù)字濾波器在衰減多余3kHz信號方面不起作用。這是因為，傳感元件1信號的有效采樣頻率僅為5kHz，盡管ADC采樣率為10kHz。因此，3kHz會進(jìn)入基帶(即表現(xiàn)為帶內(nèi)信號)，從而讓數(shù)字濾波器在消除多余信號方面不起作用。

請注意，為了防止出現(xiàn)多余信號失真，并滿足尼奎斯特準(zhǔn)則要求，放大器帶寬必須降至2.5kHz。在這種情況下，便不再需要一個2.5kHz數(shù)字濾波器;數(shù)字化信號帶寬被模擬放大器限制在2.5kHz。

多余寬帶白噪聲

圖1和圖2所示信號通路會產(chǎn)生多余寬帶白噪聲。為了研究和清楚地理解這個問題，我們假設(shè)信號通路沒有任何多余正弦波分量。同時，我們還假設(shè)，相比量化噪聲，信號通路的白噪聲是主要噪聲源(這類信號通路的常見情況)。

白噪聲抗混淆濾波器：案例1

由于存在圖1所示獨立信號通路，每個5kHz放大器都起到一個抗混淆濾波器的作用，從而將各個信號的白噪聲帶寬限制在5kHz。數(shù)字濾波器進(jìn)一步將這種帶寬降至2.5kHz，從而實現(xiàn)某個信白噪比。

由于圖2所示兩個模擬信號通路共用一個5kHz放大器，因此傳感元件1的有效采樣頻率再一次為5kHz(假設(shè)對兩個傳感元件輸出進(jìn)行依次采樣)。在這種情況下，2.5kHz到5kHz的所有模擬域噪聲均進(jìn)入0kHz到2.5kHz范圍(有用頻帶)。但是，該頻率范圍內(nèi)的均方根(RMS)噪聲不受影響!換句話說，該電路的SNR與圖1所示電路一樣。

仿真模型

圖3顯示了一個MATLAB?/Simulink?模型，其用于分析信號通路構(gòu)架對多余寬帶白噪聲的影響。該模型同

時包括使用獨立信號通路和公共信號通路的電路。注意，采樣縮減2模塊(downsample-by-2 block)用于表示公共信號通路依次采樣的效果。假設(shè)模擬放大器增益為10，并且為是一個四階橢圓低通濾波器。MATLAB/Simulink的FDA工具用于設(shè)計圖3所示數(shù)字濾波器，其同樣為四階橢圓低通濾波器。1

表1總結(jié)了放大器帶寬為5kHz到2.5kHz時1.25kHz數(shù)字濾波器的RMS噪聲。MATLAB“std”函數(shù)用于計算RMS噪聲。

表1 獨立和公共信號通路的RMS噪聲

使用5kHz放大器帶寬時，ADC輸出RMS值及其采樣縮減2值分別列舉在“std(x_ind)”和“std(x_com)”兩欄內(nèi)，其大概相等。也就是說，采樣縮減不影響RMS值。因此，如果采樣縮減值在沒有進(jìn)一步數(shù)字濾波的情況下直接使用，公共信號通路的信白噪比與獨立信號通路相同。

放大器帶寬為2.5kHz時，數(shù)字濾波器輸出的RMS值列舉在“std(y_ind)”和“std(y_com)”欄內(nèi)。由這些數(shù)據(jù)，我們可以清楚地知道，1.25kHz數(shù)字濾波器的效果取決于模擬抗混淆濾波器的頻率。如果抗混淆濾波器的帶寬為2.5kHz(相當(dāng)于公共信號通路采樣頻率的一半)，則公共通路數(shù)字濾波器輸出的噪聲與獨立信號通路中數(shù)字濾波器輸出的噪聲不相上下。但是，如果抗混淆濾波器的帶寬為5kHz，則數(shù)字濾波器輸出的RMS值非常不同，從而產(chǎn)生不同的信白噪比。

圖3 MATLAB?/Simulink?仿真模型

結(jié)論

就多模態(tài)、混合信號傳感器信號調(diào)節(jié)器而言，必須正確選擇抗混淆濾波器的帶寬，以消除多余信號和達(dá)到理想的SNR。如果使用∑-Δ調(diào)制器ADC，則必須丟棄那些在轉(zhuǎn)換之后仍不穩(wěn)定的ADC采樣。這可以進(jìn)一步降低有效采樣率。