仿真設(shè)計(jì)X-波段頻率合成器

目 前，用于地球成像的微衛(wèi)星系統(tǒng)的發(fā)射機(jī)要求具有更高的通信質(zhì)量和更高的數(shù)據(jù)速率，使其能夠以適當(dāng)?shù)馁|(zhì)量，更高的工作頻率及單位帶寬上更多的信道發(fā)送圖片或 數(shù)據(jù)。同時發(fā)射機(jī)還要求功耗低、體積小。所有這些約束限制條件使整個系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，包括元件的選擇和評估變得相當(dāng)困難?？紤]到上面提到的所有那些要求，對整 個設(shè)計(jì)非常關(guān)鍵的一個部分是頻率合成振蕩器。本文將介紹一種可用于微衛(wèi)星發(fā)射機(jī)的X-波段頻率合成器的設(shè)計(jì)方法。并討論鎖相環(huán)（PLL）的設(shè)計(jì)和電路中各器件的相位噪聲問題（這些電路器件包括壓控振蕩器（VCO），鑒相器，溫度補(bǔ)償晶體振蕩器（TCOX），分頻器和環(huán)路濾波器）。仿真中還考慮了相關(guān)雜散和其對PLL頻率合成器噪聲性能的影響。環(huán)路濾波器系數(shù)計(jì)算的精確性對設(shè)計(jì)工作成功完成是非常重要的。在設(shè)計(jì)中，采用一種有效的估計(jì)方法對環(huán)路濾波器進(jìn)行精確估計(jì)。

X-波段壓控振蕩器需要一個低噪聲高頻率的預(yù)變換器將其輸出頻率調(diào)整到電路中PLL頻率范圍內(nèi)以實(shí)現(xiàn)鎖相。現(xiàn)有的倍頻器和分頻器簡化了X-波段和Ku-波段頻率合成器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)。在仿真中參照了市場上器件的特性。高穩(wěn)定晶體振蕩器是選自Voltronics公司的10MHZ的TCXO；鎖相環(huán)是國家半導(dǎo)體公司（National Semiconductor）的2326元件，這個元件能夠?qū)?/span>500MHZ到3GHZ的VCO鎖相。因此，使用一個Hittite（12GHZ,1/8）的預(yù)比例變換器將頻率范圍擴(kuò)展到X-波段。

設(shè)計(jì)和理論

圖 1 給出了帶有反饋的PLL線性模型。該PLL稱為整數(shù)-N系統(tǒng)，意思是VCO頻率和晶體頻率是參考頻率的整數(shù)倍。該鎖相環(huán)中包含一個高穩(wěn)定性晶體振蕩器，一個頻率合成器，一個壓控振蕩器和一個無源環(huán)路濾波器。而頻率合成器包括一個鑒相器，一個電流充電泵，和一個可編程分頻器。無源濾波器的優(yōu)點(diǎn)是簡單，低成本和低相位噪聲。如果PLL的輸入信號為：

而VCO的輸出信號為：

假設(shè) ，則相位檢測器的輸出可以表示為：

其中

假設(shè)VCO是一個線性器件，其輸出頻率隨環(huán)路濾波器電壓 成比例變化，表示為：

其中：

由于相位是角速度的積分，從而VCO可表示為；

圖1 頻率合成器的方框圖

圖 2 給出了在本模型中所使用的三階低通濾波器，其傳輸函數(shù)F(s)如下式（6）,為了能應(yīng)用于該系統(tǒng)該濾波器需要有三個極點(diǎn)用于額外的參考抑制。

其中Z(s)描述了二階環(huán)路濾波器的傳輸函數(shù)，形式如下：

將這些傳輸函數(shù)結(jié)合起來，便可以得到開環(huán)增益：

為了獲得最佳的電路性能，我們需要對相位噪聲進(jìn)行估計(jì)以便設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)沫h(huán)路。這會影響合成振蕩器中很多關(guān)鍵的工作特性，其中包括相鄰信道功率。PLL中的相位噪聲具有如下的一些來源。常見的噪聲源包括晶體（TCXO）噪聲，相位檢測噪聲和VCO的相位噪聲。如果使用了TCXO，那么應(yīng)該可以從生產(chǎn)商那里獲取相應(yīng)的噪聲數(shù)據(jù)，以便在模型中使用參考值。像其他任何振蕩器一樣，由晶體本身引起的相位噪聲簡單近似為與頻率偏移成反比。使用高階的環(huán)路濾波器可以獲取更高的精度，但是 近似對于該項(xiàng)研究來說是個不錯的起點(diǎn)。

圖 2 環(huán)路濾波器電路設(shè)計(jì)

VCO噪聲可以簡單模擬為一個近似值，這個值反比于相對載波頻率的偏移。PLL對VCO噪聲起到了有效的高通濾波作用，這對帶內(nèi)相位噪聲或相位誤差起到了消除作用，但是對環(huán)路帶外的VCO噪聲卻毫無效果。VCO相位噪聲可以用下式表示³：

通過給定VCO噪聲等式中的三個系數(shù)，在相對于載波的特定偏移下可以產(chǎn)生特定的噪聲。

相位檢測器噪聲表示PLL中相位/頻率檢測器和分頻器的內(nèi)部噪聲下界。對于在本文中使用的國家半導(dǎo)體的合成器，相位檢測器噪聲下界以1HZ的有效參考頻率給出。噪聲受到閉環(huán)傳輸函數(shù)G(f)的噪聲成形作用，如下式⁴：

眾所周知，參考邊帶和寄生輸出在確定PLL頻率合成器的噪聲特性中起著重要作用。參考雜散為有害噪聲邊帶，該噪聲出現(xiàn)于基準(zhǔn)頻率的整數(shù)倍頻率處，而且會通過混頻器轉(zhuǎn)移到發(fā)射機(jī)子系統(tǒng)變?yōu)橛杏眯盘栴l率。參考雜散的功率由下式給出²：

其中 是基頻的整數(shù)倍頻率。

除雜散增益之外，雜散的噪聲也是由PLL充電泵的不匹配和泄漏引起的。充電泵中的這兩個因素能在VCO的調(diào)諧線上引起交流調(diào)制，這種調(diào)制可以看成FM調(diào)制。這樣的FM調(diào)制會產(chǎn)生參考雜散。雜散電平如下²：

式中的泄漏雜散是由低基準(zhǔn)頻率處的泄漏效應(yīng)引起參考雜散的主要部分。然而，在高基準(zhǔn)頻率處，不匹配是產(chǎn)生雜散的決定因素。

結(jié)論和討論

本文使用Matlab對所描述的設(shè)計(jì)進(jìn)行了電路仿真。在仿真中，我們使的特性模型為國家半導(dǎo)體的LMX2326可編程頻率合成器和靈敏度為50V/MHZ的VCO 的。VCO來自General Microwave，此VCO使用的高性能晶體管，工作于基本模式而不是雙push-push模式。同時還使用一個Voltronics的商用10MHZ溫度補(bǔ)償晶體振蕩器，該晶體振蕩器具有10Hz頻率偏移下近似－110dB/Hz的相位噪聲。該PLL使用了LMX2326元件，能夠?qū)?/span>500MHz到3GHz范圍內(nèi)的VCO進(jìn)行頻率鎖定，使用一個Hittite公司的（12GHz,1/8）預(yù)比例變換器來將頻率范圍擴(kuò)展到X-波段。HMC363預(yù)比例變換器是一個低噪聲，8分頻靜態(tài)分頻器。它使用InGaP/GaAs異質(zhì)結(jié)雙極性晶體管(HBT)技術(shù)，在100KHz頻率偏移處具有–153 dBc/Hz的相位噪聲，這有助于使用者保持良好的系統(tǒng)噪聲性能。

在實(shí)際中，這樣的PLL可以通過一個膝上型電腦和一根并口線纜來進(jìn)行編程?？梢允褂糜蓢野雽?dǎo)體公司提供的軟件變化其頻率，在該軟件中PLL連續(xù)控制數(shù)據(jù)由三個輸入（數(shù)據(jù)，LE和時鐘）控制。為了調(diào)節(jié)信道頻率，設(shè)計(jì)使用串行數(shù)據(jù)輸入控制R 計(jì)數(shù)器的 15b和N計(jì)數(shù)器（包括來自A計(jì)數(shù)器的7 b和B計(jì)數(shù)器的11 b）18 b。此例子中，需要8025 到 8175 MHz的頻率范圍和1 MHz的信道間隔。因此，為使參考分頻器 (R計(jì)數(shù)器) 等于 10 (00000000001010)b，同時 N 計(jì)數(shù)器等于 1010 : (A 計(jì)數(shù)器 = 18 (0010010) ，B計(jì)數(shù)器 = 31 (00000011111)), 輸出頻率 (P1 ¥ (32 ¥ B + A) ¥ 參考頻率) 等于 8080 MHz.。

圖3 給出了存在電阻噪聲源與不存在電阻噪聲源的情況下的總相位噪聲。值得注意的是參考雜散并沒有包含在總相位噪聲中。結(jié)果表明在合成器的環(huán)路帶寬內(nèi)(10 Hz 到 10 kHz)，參考振蕩器的電平比較高，這是由于閉環(huán)傳輸函數(shù)的幅值非常大，而當(dāng)?shù)竭_(dá)環(huán)路帶寬邊界時迅速下降。結(jié)果同樣表明在合成器的輸出端電阻噪聲的影響非常小。圖4給出了R2 和 R3的噪聲－頻率曲線。為了證明PLL的高通濾波器濾除了VCO噪聲，在帶內(nèi)消除了相位噪聲或噪聲誤差，圖5顯示了環(huán)路誤差響應(yīng)，這種誤差響應(yīng)是在開環(huán)和閉環(huán)響應(yīng)間產(chǎn)生。

圖 3 存在電阻噪聲和不存在電阻噪聲兩種情況下的單邊帶噪聲

圖 4 電阻的噪聲－頻率特性

圖 5 環(huán)路誤差響應(yīng)

在這種方法中，環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)是PLL合成器一個非常關(guān)鍵的部分。通常來說，一個低截止頻率的環(huán)路濾波器不會在相鄰頻率抑制截止頻率外的相位噪聲，這是因?yàn)殚]環(huán)負(fù)反饋范圍非常窄。除此之外，這會使PLL響應(yīng)變慢，而頻率轉(zhuǎn)換穩(wěn)定時間（PLL鎖定時間）變長，因此PLL寄生噪聲就會受到抑制。相反地，增大截止頻率能夠提供更快的PLL響應(yīng)和更短的鎖定時間。然而，PLL的輸出信號會受到頻率調(diào)制同時含有高電平雜散。由于邊帶的寄生噪聲影響相鄰信道，可以通過縮小環(huán)路濾波器的帶寬來抑制有害雜散⁵。對環(huán)路濾波器進(jìn)行了精確估計(jì)以保證設(shè)計(jì)的精確性。圖6 和圖 7 給出了兩個擁有不同截止頻率的低通環(huán)路濾波器輸出頻譜和瞬態(tài)響應(yīng)，在不同條件下對雜散電平，對相位噪聲和頻率瞬態(tài)進(jìn)行了估算。

圖 8給出了載波恢復(fù)PLL在解調(diào)中對單邊帶（SSB）相位噪聲電平的影響，并驗(yàn)證了載波恢復(fù)PLL消除相位噪聲的特性。載波恢復(fù)PLL將100Hz處的 偏移抑制到一定電平，消除了越過判決界線的噪聲。對曲線在載波兩側(cè)積分得到0.008弧度的均方根相位噪聲和22.36dB的信噪比（S/N）裕量。

結(jié)論：

文中給出了一種可用于微衛(wèi)星發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的X-波段頻率合成器的簡單設(shè)計(jì)方法，討論了PLL中不同的相位噪聲源和它們對系統(tǒng)噪聲性能的影響，同時文章還證明了環(huán)路濾波器截

圖 6低通頻率環(huán)路濾波器的截止頻率（a）PLL輸出譜（b）PLL瞬態(tài)響應(yīng)

圖 7截止頻率較高的環(huán)路濾波器頻譜（a）PLL輸出譜（b）PLL瞬態(tài)響應(yīng)

圖8 解調(diào)中載波恢復(fù)前后的噪聲