基于Verilog HDL的SPWM全數(shù)字算法的FPGA實現(xiàn)

　　隨著信號處理技術(shù)及集成電路制造工藝的不斷發(fā)展，全數(shù)字化SPWM(正弦脈寬調(diào)制)算法在調(diào)速領(lǐng)域越來越受到青睞。實現(xiàn)SPWM控制算法的方法很多，其中模擬比較法因電路復(fù)雜、且不易與數(shù)字系統(tǒng)連接而很少采用;傳統(tǒng)的微處理器因不能滿足電機控制所要求的較高采樣頻率(≥1 kHz)而逐漸被高性能的DSP硬件系統(tǒng)所取代，但該系統(tǒng)成本高、設(shè)計復(fù)雜。與傳統(tǒng)方法相比，在現(xiàn)場可編程邏輯器件FPGA上產(chǎn)生一種新的SPWM控制算法，具有成本低、研發(fā)周期短、執(zhí)行速度高、可擴展能力強等優(yōu)點。該技術(shù)進一步推動了變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展。

　　本文結(jié)合SPWM算法及FPGA的特點，以Actel FPGA作為控制核心，用Verilog HDL語言實現(xiàn)了可編程死區(qū)延時的三相六路SPWM全數(shù)字波形，并在Fushion StartKit開發(fā)板上實現(xiàn)了各功能模塊，通過邏輯分析儀和數(shù)字存儲示波器上驗證了SPWM波形及死區(qū)時間，為該技術(shù)進一步應(yīng)用和推廣提供了一個平臺。

　　1 Actel Fushion器件介紹[1-2]

　　Actel Fushion系列器件是一款具有模擬功能的Flash架構(gòu)FPGA，結(jié)合先進的Flash FPGA數(shù)字技術(shù)和模擬技術(shù)，融合了FPGA數(shù)字內(nèi)核、ADC、Flash存儲器、模擬的I/O、RTC等部分。Fushion器件內(nèi)部具有2 Mbit到8 Mbit不等的用戶可用的Flash存儲器;30個通道、最高12位精度、最高600 kS/s采樣率的ADC;片內(nèi)100 MHz的RC振蕩器與PLL(鎖相環(huán))共同為FPGA提供時鐘;Fushion內(nèi)部40 bit的RTC除支持典型的RTC應(yīng)用外，還可以控制片內(nèi)1.5 V的電壓調(diào)整器以實現(xiàn)低功耗的睡眠和喚醒模式。這些特點極大地提高了單芯片的功能，簡化了整個系統(tǒng)設(shè)計，大幅度減少了電路板面積和系統(tǒng)的總成本。

　　Fushion系列AFS600內(nèi)部含有用戶使用的容量為4 Mbit的Flash存儲器，內(nèi)部存儲器模塊以Flash memory Block(FB)形式劃分，每個FB限制為2 Mbit的空間，用戶可以單獨使用每個FB塊，也可以自行用邏輯來級聯(lián)所有的FB塊以構(gòu)建大容量的Flash存儲器。Flash 存儲器讀操作可以從FB陣列、頁面緩沖區(qū)或狀態(tài)寄存器中讀取數(shù)據(jù)。

　　2 數(shù)字系統(tǒng)電路總體設(shè)計方案

　　2.1 SPWM算法原理[3]

　　正弦脈寬調(diào)制技術(shù)(SPWM)是調(diào)制波為正弦波、載波為三角波或鋸齒波的一種脈寬調(diào)制法，是現(xiàn)代變頻調(diào)速系統(tǒng)中應(yīng)用最為廣泛的脈寬調(diào)制方式，目前有自然采樣法、規(guī)則采樣法、等面積法等。其中規(guī)則采樣法計算簡單，但諧波含量較大;一種改進的等面積法諧波含量低，但計算復(fù)雜，不利于系統(tǒng)實現(xiàn);自然采樣法是在正弦波和三角波的自然交點時刻控制功率開關(guān)器件的通斷，是最理想的采樣方法。

　　本文采用等腰三角波和三路相差120°的正弦波比較生成SPWM波，在Fushion StartKit開發(fā)板上采用自然采樣法，結(jié)合數(shù)字頻率合成技術(shù)DDS，生成死區(qū)延時可調(diào)的SPWM全數(shù)字波形。

　　2.2 數(shù)字系統(tǒng)電路總體方案設(shè)計[4-7]

　　Verilog HDL硬件描述語言具有很好的易讀性和可重用性，結(jié)合Verilog HDL硬件描述語言設(shè)計規(guī)范及SPWM工作機理，用自頂向下的分割方法對整個系統(tǒng)進行總體方案設(shè)計。首先從系統(tǒng)設(shè)計入手，在頂層進行功能方框圖的劃分和結(jié)構(gòu)設(shè)計。系統(tǒng)頂層功能方框圖如圖1所示。

　　根據(jù)頂層設(shè)計的思想，采用Verilog HDL語言分別實現(xiàn)各個模塊的設(shè)計，最后把各個模塊嵌入到頂層模塊中，使各個模塊有機地組成一個完整的整體。

　　3 系統(tǒng)模塊的設(shè)計與實現(xiàn)

　　3.1 直接數(shù)字頻率合成模塊[8]

　　直接數(shù)字頻率合成DDS是采用數(shù)字化技術(shù)，通過控制頻率控制字直接產(chǎn)生所需的各種不同頻率信號，突破了模擬頻率合成法的原理，從“相位”的概念出發(fā)進行頻率合成。這種合成方法不僅可以給出不同頻率的正弦波，而且還可以給出不同初始相位的正弦波，甚至可以給出各種任意波形。電路一般包括基準(zhǔn)時鐘、頻率累加器、相位累加器、幅度/相位轉(zhuǎn)換電路、D/A 轉(zhuǎn)換器。在設(shè)計中，將要輸出的波形數(shù)據(jù)(如正弦函數(shù)表)預(yù)先存在ROM(或RAM)單元中，然后在系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)時鐘頻率下，按照一定的順序從ROM(或RAM)單元中讀出數(shù)據(jù)，再進行D/A轉(zhuǎn)換，就可以得到一定頻率的輸出波形。本設(shè)計直接利用從Flash存儲器的存儲單元中讀出的離散正弦函數(shù)值與生成的三角波進行比較，實現(xiàn)系統(tǒng)的全數(shù)字化要求。

　　3.2 三角波產(chǎn)生模塊

　　本模塊采用同步三角波調(diào)制方法，利用可逆計數(shù)器對輸入時鐘進行計數(shù)。計數(shù)器先執(zhí)行加法，從0計數(shù)到255，再執(zhí)行減法計數(shù)從255到0，從而形成三角載波。如此反復(fù)就可以得到峰峰值255連續(xù)的三角波形。輸入時鐘是系統(tǒng)時鐘通過鎖相環(huán)輸出的1 MHz的時鐘。

　　3.3 建立正弦函數(shù)表

　　三角波的幅值范圍在0～255，而正弦波的幅值在-1～+1之間，為了實現(xiàn)等幅值比較，將正弦波上移一個單位后，再將所有值同乘以128，使正弦波的幅值也在0～255之間。即：

　　m=128×(sin(x)+1) (1)

　　式(1)用C語言對此函數(shù)在一個周期(0～2π)內(nèi)完成768個量化并且直接生成Flash存儲器的初始化文件(.ahx)格式，再用SmartGen輸入將Flash 存儲器配置成常用的數(shù)據(jù)存儲器，將預(yù)先生成的.ahx文件導(dǎo)入生成data Storage宏模塊，就建立了正弦函數(shù)表。生成正弦函數(shù)表的流程圖如圖2所示。

　　3.4 三相正弦波產(chǎn)生和輸出模塊[9，10]

　　FPGA的Fushion芯片理論上可以實現(xiàn)任何方式的數(shù)學(xué)運算邏輯，但由于芯片的容量限制，并不是任何計算都能實現(xiàn)的。因此需事先將正弦函數(shù)離散并加載到FPGA的Flash存儲器中，在正弦調(diào)制波的離散過程中即可將一個周期完整地離散。因此，只對其中A相進行離散化處理，數(shù)據(jù)存儲在Flash存儲器中，每個數(shù)據(jù)分配1個地址。即可以利用計數(shù)器來產(chǎn)生取正弦波數(shù)據(jù)的地址，通過數(shù)字頻率合成技術(shù)改變計數(shù)器的計數(shù)頻率就可以改變正弦波的頻率。這樣即可先輸出一路的正弦波，另外兩路正弦波產(chǎn)生的方法與此類似，只是起始取數(shù)據(jù)的地址相差120°，即分別從第256和第512個數(shù)據(jù)開始取數(shù)。

　　為了在每個調(diào)制波周期查找正弦函數(shù)表以及分別與載波進行比較，在設(shè)計中采用時分復(fù)用技術(shù)。即依據(jù)三相關(guān)系，由一個地址計數(shù)器，通過基本量加1轉(zhuǎn)移到另一地址計數(shù)器中，并且在跳轉(zhuǎn)過程中，這一地址計數(shù)器加1指向下一單元，從而分時取出三相地址單元的內(nèi)容。利用對正弦表尋址的高速度，使一個正弦表在不同時間段查詢不同相的正弦波的幅值，以達到減少正弦表所占用的FPGA資源的目的。這樣就大大減少了邏輯數(shù)目，僅增加了地址選擇器和三個同步存儲器，實現(xiàn)了正弦函數(shù)表的復(fù)用，在很大程度上節(jié)省了芯片的資源。

　　電路的具體實現(xiàn)：相位互差120°的三路地址數(shù)據(jù)并行輸入，通過一個三選一的選擇器進行選擇，選擇器的控制端接三進制的計數(shù)器。如計數(shù)器為0時，輸出A相地址，取出A相正弦值;為1時，輸出B相地址，取出B相正弦值;為2時，輸出C相地址，取出C相正弦值。因此只要使輸入的三相地址周期性變化，就可實現(xiàn)并行輸入的三相地址數(shù)據(jù)在時間上的連續(xù)，也就實現(xiàn)了三相地址數(shù)據(jù)的合成。其存儲單元功能框圖如圖3。這樣就可以利用一個正弦表來得到三相的正弦值，達到減少正弦表占用FPGA資源的目的。

　　查表時每次只能輸出一相的數(shù)據(jù)，所以每次產(chǎn)生的數(shù)據(jù)需利用寄存器先暫存一下。首先輸出A相，通過暫存器l存入到A相存儲器;接著輸出B相，利用暫存器2存入到B相存儲器;最后輸出C相，利用暫存器3存入到C相存儲器中。這樣，三相正弦波數(shù)據(jù)都存儲在各自的存儲器中，這三個寄存器采用同步控制信號，當(dāng)控制信號觸發(fā)時，同時輸出三相的正弦波數(shù)據(jù)用于后面的比較。該部分用狀態(tài)機實現(xiàn)，其狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖如圖4所示。

　　其部分程序代碼如下：

　　case(state1)

　　A： //初始化狀態(tài)

　　begin

　　ADDRES1<=addr1; //時分復(fù)用第一路地址

　　READ_EN<=1′b1; //讀使能開

　　NEXT<=1′b1; //開啟預(yù)讀模式

　　if(addr1==18'd767) //生成地址

　　addr1<=18'd0;

　　else if (!BUSY) //如不忙狀態(tài)開始讀

　　begin

　　addr1<=addr1+18′d1;//地址自增

　　out0<=DATAOUT; //數(shù)據(jù)暫存

　　state1<=B; //取第二路數(shù)據(jù)地址

　　end

　　end

　　B： //取第二路數(shù)據(jù)

　　begin

　　ADDRES1<=addr2; //時分復(fù)用第二路地址

　　READ_EN<=1′b1;

　　NEXT<=1′b1;

　　if(addr2==18′d767)

　　addr2<=18′d0;

　　else if (!BUSY)

　　begin

　　addr2<=addr2+18′d1;

　　out1<=DATAOUT;

　　state1<=C;

　　end

　　end

　　C： //取第三路數(shù)據(jù)

　　begin

　　ADDRES1<=addr3; //時分復(fù)用第三路地址

　　READ_EN<=1′b1;

　　NEXT<=1′b1;

　　if(addr3==18′d767)

　　addr3<=18′d0;

　　else if (!BUSY)

　　begin

　　addr3<=addr3+18′d1;

　　out2<=DATAOUT;

　　state1<=D;

　　end

　　end

　　D： //空操作狀態(tài)

　　begin

　　state1<=E;

　　end

　　E： //數(shù)據(jù)存儲，同時取出三路數(shù)據(jù)

　　begin

　　outdata0<=out0;

　　outdata1<=out1;

　　outdata2<=out2;

　　state1<=A;

　　end

　　endcase

　　3.5 三角波與正弦波比較控制模塊

　　該模塊用于輸出三相六路SPWM脈沖序列。用模塊1中輸出的三角波分別與模塊4輸出的三相正弦波相比較，從而先得到三路SPWM脈沖序列。當(dāng)正弦波數(shù)據(jù)大于三角波數(shù)據(jù)時，輸出高電平;反之，輸出低電平。每相輸出又分為互補的兩路輸出，利用一個逆變器對輸入波形取反，就可以得到與SPWM脈沖序列互補的波形。

　　其部分程序代碼如下：

　　always@(outdata0 or outdata1 or outdata2 or out2)//比較器

　　begin

　　if(outdata0>out2)

　　outdata4=1;

　　else outdata4=0;

　　if(outdata1>out2)

　　outdata5=1;

　　else outdata5=0;

　　if(outdata2>out2)

　　outdata6=1;

　　else outdata6=0;

　　end

　　3.6 時延控制死區(qū)輸出模塊

　　對于SPWM三相橋式逆變器，由于開關(guān)管固有開關(guān)時間Ts的影響，開通時間Ton往往小于關(guān)斷時間Tof，因此容易發(fā)生同臂兩只開關(guān)管同時導(dǎo)通的短路故障。為了避免這種故障的發(fā)生，通常要設(shè)置開關(guān)死區(qū)ΔT，以保證同橋臂上的一只開關(guān)管可靠關(guān)斷后，另一只開關(guān)管才能開通。死區(qū)的設(shè)置方式有兩種：一種是提前關(guān)斷、延時開通的雙邊對稱設(shè)置;另一種是按時關(guān)斷、延滯Δt開通的單邊不對稱設(shè)置。根據(jù)FPGA的編程特點，選擇了按時關(guān)斷、延滯Δt開通的單邊不對稱設(shè)置，并且時延死區(qū)的調(diào)節(jié)與控制與時延控制死區(qū)模塊的輸入時鐘clk有關(guān)。

　　根據(jù)延時模塊中延時信息：Δt=2×Tclk

　　clk是鎖相環(huán)輸出時鐘CLK 1 MHz(本文采用的是1 MHz)的2次分頻得到的時鐘，只要改變頂層模塊中對CLK 1 MHz的分頻系數(shù)，就可以精確控制延滯Δt的大小，本文計算值Δt=4μs。

　　另外，死區(qū)調(diào)節(jié)單元還能消除由于FPGA器件本身時延造成的毛刺。其部分死區(qū)控制程序代碼如下：

　　always@(posedge clk or posedge rst)

　　begin

　　if(rst) //異步復(fù)位

　　begin //初始化寄存器

　　q<=0;

　　q0<=0;

　　end

　　else

　　begin //延時輸出的D觸發(fā)器

　　if(d)

　　begin

　　q0<=1′b1;

　　q<=q0;

　　end

　　else

　　begin //立即清零

　　q<=0;

　　q0<=0;

　　end

　　end

　　end

　　有關(guān)clk生成與調(diào)節(jié)的程序代碼如下：

　　always@(posedge CLK1M or posedge rst) //分頻產(chǎn)生時延控制時鐘

　　begin

　　if(rst) //異步復(fù)位

　　begin

　　clk<=0; //時鐘初始狀態(tài)清零

　　couter<=0; //計數(shù)初值設(shè)置零

　　end

　　else

　　begin

　　if(couter==2′b01)

　　begin

　　clk<=~clk;

　　couter<=0;

　　end

　　else

　　couter<=couter+1′b1; //計數(shù)器加1

　　end

　　end

　　3.7 時鐘輸出控制模塊

　　FushionAFS600器件的系統(tǒng)時鐘是48 MHz，因本設(shè)計正弦波的掃描頻率和三角波的掃描頻率預(yù)設(shè)為1 MHz，為減少時鐘輸出模塊的數(shù)量以及能方便更改系統(tǒng)輸出SPWM波形的占空比和頻率，本設(shè)計充分利用Fushion器件的時鐘調(diào)整電路，用SmartGen生成一個靜態(tài)PLL宏模塊，把系統(tǒng)時鐘分頻成1 MHz的時鐘分別是CLK 1 M和CLK 2 M，并連接到全局網(wǎng)絡(luò)上。當(dāng)需要一定頻率和不同占空比的SPWM脈沖時，只需計算出載波和調(diào)制波形的掃描頻率，而后直接在SmartGen宏模塊中修改靜態(tài)PLL輸出時鐘，就可實現(xiàn)輸出SPWM波形密度的控制與調(diào)節(jié)，從而滿足各種工作頻率的需求。

　　4 基于FPGA的SPWM實現(xiàn)及系統(tǒng)測試

　　4.1 SPWM控制技術(shù)的FPGA實現(xiàn)

　　根據(jù)頂層功能圖(如圖1)，分別用Verilog HDL語言和SmartGen輸入描述了各個功能單元模塊，并分別在Libero 8.1集成開發(fā)環(huán)境下通過編譯和仿真驗證。最后用Verilog HDL語言編寫一個頂層模塊實現(xiàn)各個功能模塊的有機組合，以實現(xiàn)總體功能，再在Libero 8.1集成開發(fā)環(huán)境下進行編譯、邏輯綜合、布局布線后下載到目標(biāo)器件Fushion AFS600器件FPGA上，實現(xiàn)了三相六路可控SPWM全數(shù)字算法的片上系統(tǒng)。

　　4.2 系統(tǒng)測試結(jié)果

　　圖5是從邏輯分析儀上對系統(tǒng)測試的結(jié)果。從圖中可以看出所設(shè)計電路完全符合功能要求，且觀測到的時延死區(qū)時間均為4 μs，與理論計算值一致。下載后觀測與功能仿真，布局布線后仿真圖形也都完全一樣，達到了設(shè)計的預(yù)期要求。

　　圖5 邏輯分析儀測試時序結(jié)果